|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Транзисторний УМЗЧ із підвищеною динамічною термостабільністю. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Підсилювачі потужності транзисторні У статті описано УМЗЧ, в якому застосовано технічні рішення, що покращують динамічну термостабільність вихідного каскаду на біполярних транзисторах. У такому каскаді виключені перемикальні спотворення завдяки усуненню відсікання струму в потужних транзисторах. У другій частині статті наведено рекомендації щодо розширення смуги частот підсилювача знизу, що благотворно впливає на якість звуковідтворення. Подібний до цього УМЗЧ був представлений Є. Алешиним на виставці "Російський Hi-End 1998", де гідно конкурував з ламповими підсилювачами.
Основним джерелом тепловиділення в УМЗЧ є вихідний каскад, і при розробці транзисторних підсилювачів потужності завжди приділялася велика увага його термостабілізації. У 80-90-ті роки у високоякісних УМЗЧ (наприклад, [1 - 3]) найбільшого поширення набула схема вихідного каскаду, спрощено зображена на рис. 1. До її переваг можна віднести задовільну термостабільність (при розміщенні транзисторів VT2, VT4, VT5 на загальному тепловідведення), високу граничну частоту коефіцієнта передачі, низький вихідний опір. Однак відсікання струму пасивного плеча, а також динамічна нестабільність струму спокою вихідних транзисторів через коливання температури переходів транзисторів при зміні рівня сигналу сприяють збільшенню комутаційних спотворень. Ці особливості погіршують суб'єктивну оцінку та достовірність відтворення звуку. Про динамічну стабілізацію режиму Кілька років тому хабаровський винахідник Є. Альошин запропонував спосіб стабілізації робочого режиму (струму спокою) транзисторних каскадів [4,5], що дозволив на порядок зменшити динамічну температурну нестабільність, виключити відсічення струму у двотактному вихідному каскаді УМЗЧ та зробити перерозподіл струму в ньому як у "паралельному" підсилювачі [6]).
На рис. 2 представлена спрощена схема підсилювача з струмової ООС [2] (А1 - двотактний повторювач), де, на відміну від прототипу, робоча точка вихідного каскаду стабілізована за допомогою вузла, запропонованого Е. Альошиним. Стабілізатор струму спокою виконаний на елементах VT3, VT4 та VD1, VD2. При протіканні наскрізного струму через потужні транзистори VT5, VT6 і включені послідовно з ними нелінійні елементи - діоди VD1, VD2 - на останніх утворюється падіння напруги, яке при досягненні порогу відкривання транзисторів VT3, VT4 викликає появу їх базового та колекторного струму, VT5, VT6. В результаті обмежується наскрізний струм через транзистори вихідного каскаду і відповідно струм через діоди VD1, VD2 - датчики струму. Статична (довготривала) термостабільність досягається, як і в схемі на рис. 1 забезпеченням теплового контакту транзисторів VT3, VT4 з діодами VD1, VD2. Динамічна стабілізація виходить значно краще за рахунок меншого виділення тепла на діодах, ніж на потужних транзисторах, а ефект можна досягти, якщо кристали цих діодів і транзисторів можна порівняти за обсягом. За наявності сигналу плавне перерозподіл струму через навантаження і між діодами VD1 і VD2 виходить внаслідок логарифмічної ВАХ діодів. Причому струм через них ніколи не зменшується до нуля, виключаючи відсічення струму вихідних транзисторів. Струм через пасивне плече можна значно збільшити, увімкнувши резистор між базами транзисторів VT3, VT4 (тобто паралельно VD1, VD2). При цьому на струм спокою і його розподіл між плечами за наявності сигналу не впливають ні температура потужних транзисторів, ні падіння напруги на резисторах (якщо вони є) в ланцюгах бази і емітера цих транзисторів. Може здатися складним підібрати діоди і транзистори, що включаються паралельно їм емітерним переходом, щоб забезпечити умову стабілізації: Σ іБе = Σ UVd. Насправді достатньо лише знайти відповідні типи приладів, добір екземплярів не потрібно. Крім того, є простий спосіб підстроювання робочої точки, що показано далі в описі запропонованого УМЗЧ. Про теплові спотворення Тут доречно трохи розповісти про теплові спотворення та методи їх усунення під час проектування транзисторних підсилювачів. Теплові спотворення - це зміни, що вносяться в сигнал при проходженні через електричний ланцюг або підсилювальний каскад, обумовлені тепловим впливом самого сигналу (струму) на термочутливі параметри елементів підсилювача. Приклад теплових спотворень у пасивних ланцюгах - компресія сигналу в динамічних головках через нагрівання звукових котушок (особливо у потужних головок, що допускають високу температуру). У напівпровідникових приладах зростання температури кристала під дією струму, що протікає сигналу викликає зміна таких основних параметрів, як, наприклад, пряма напруга діодів (-2,2 мВ/К), напруга база - емітер біполярних транзисторів (-2,1 мВ/К), статичний коефіцієнт передачі струму біполярних транзисторів (+0,5%/К) та ін. Теплові процеси мають інерційний характер, зумовлений реальною теплоємністю кристала та корпусу приладу. Тому електротеплові процеси в транзисторах не тільки призводять до змін миттєвих значень параметрів, а й створюють ефект "пам'яті" в електричних ланцюгах та підсилювальних каскадах. Теплова пам'ять у підсилювальних каскадах проявляється як параметри, що змінюються в часі після впливу потужного сигналу: зміщення робочої точки каскадів, зміна коефіцієнта передачі (нестаціонарна мультиплікативна помилка); зсув постійної складової сигналу (нестаціонарна адитивна помилка). Останнє схоже прояв абсорбції діелектрика конденсатора в ланцюгу проходження сигналу. Ці процеси створюють лінійні та нелінійні спотворення сигналу, що погіршують якість відтворюваного звуку [7]. Особливо слід зазначити, що звичайна термостабілізація не здатна істотно покращити динамічну термостабільність каскадів через набагато більшу постійну часу теплових процесів у пристрої порівняно з постійним часом теплових процесів усередині напівпровідникового приладу. Частково це правильно навіть для монолітних мікросхем. Очевидно, що для усунення проблем, пов'язаних з тепловою пам'яттю напівпровідникових приладів, необхідно застосування схемних рішень, що зменшують коливання температури кристалів або їх вплив на параметри підсилювача. Такими рішеннями можуть бути: - Ізотермічний режим роботи напівпровідникового приладу [8];
Опис схеми УМЗЛ Підсилювач потужності виконаний за принциповою схемою (рис. 3), що відповідає показаній структурній схемі.
Основні технічні характеристики Номінальна вхідна напруга, В....................1
На вході встановлено ФНЧ R1C2 зменшення ВЧ наведень на вхід. У цей же ланцюг включений обмежувач вхідної напруги на елементах R3, R4, C1, C3, VD1-VD4 для захисту від навантаження вхідних каскадів підсилювача. Вхідний сигнал з регулятора гучності (РГ) через ФНЧ надходить на "паралельний" повторювач VT1, VT2, VT4, VT5 (названий в [10] псевдодвотактним емітерним повторювачем). Резистори R5, R6 служать для балансування струму входу, т. е. усунення постійної складової струму через РГ, що виникає через розбіжності в статичних коефіцієнтах передачі струму вхідних біполярних транзисторів і створює напругу зміщення на вході. Конденсатор С6 запобігає самозбудженню вхідного каскаду на радіочастотах. Статичний режим роботи повторювача стабілізований по напрузі живлення параметричними стабілізаторами R7VD5, R12VD6 та заданий резисторами R8-R11, R16, R17T8K, щоб у спокої різниця теплових потужностей між транзисторами каскадів повторювача була мала. Динамічний тепловий режим, що визначається елементами R13, R14, R24, R25 у поєднанні зі статичним режимом, обраний таким, щоб мінімізувати коливання потужності на транзисторах повторювача при наявності сигналу і різницю миттєвих потужностей транзисторів VT1 і VT4 (VT2 і VT5), отримавши, , мінімальну миттєву різницю температур їх кристалів. Це зроблено для того, щоб теплові коливання напруги іБЕ транзисторів першого і другого каскадів віднімали і напругу сигналу на виході повторювача, а отже, і на виході підсилювача в мінімальній мірі було схильне до теплових спотворень, трактованих як "пам'ять напруги сигналу" (нестаціонарна аддитив) . Напруга з виходу підсилювача через дільник R26R16 і R27R17 надходить на вихід "паралельного" повторювача - емітери VT4, VT5, змінюючи струм через них, тобто формується струм помилки, пропорційний відхилення вихідної напруги підсилювача, поділеного на коефіцієнт посилення УМЗ. Протифазний струм помилки через струмовий повторювач VT3 (VT6) надходить на підсилювач струму VT13 (VT14). Його вихід навантажений на резистори R39, R40 та вхідний опір вихідного повторювача VT15, VT16, на яких виділяється напруга (тобто це каскад перетворення імпедансу) і через вихідний повторювач подається в навантаження (АС). Резистор R41 визначає струм спокою підсилювача струму помилки (VT13, VT14) і вибраний таким, щоб унеможливити закривання пасивного плеча цього каскаду через протікання струму через R39, R40. Останні зрушують вгору частотою перший полюс в петлі загальної ООС. Частотна корекція у петлі ООС здійснюється конденсаторами СЮ, С11, включеними між каскадом перетворення імпедансу та виходом "паралельного" повторювача. Таке їх включення покращує перехідну характеристику підсилювача, що він навантажений на низкоимпедансную навантаження, т. е. на АС [2]. Корекцію на випередження фази виконують ланцюги R28C7 та R29C8. Підстроювальний резистор R15 служить для усунення зміщення на виході УМЗЧ постійного струму. Струм емітерів вихідного каскаду протікає через датчики струму - діоди VD11-VD14. Напруга з діодів, що містить інформацію про миттєве значення наскрізного струму вихідного каскаду, через дільник R42R36R37R43 подається на диференціальний підсилювач VT11, VT12 і перетворюється на струм. З колекторів VT11, VT12 струм через струмове дзеркало VT7, VT9 (VT8, VT10) надходить на вхід підсилювача струму помилки, зменшуючи його вхідний струм. Оскільки в обох плечах зміна цього струму синфазно (на відміну від струму помилки з "паралельного" повторювача), воно призводить до зміни наскрізного струму підсилювача помилки, а отже, і вихідного каскаду, але не змінює вихідну напругу. Таким чином, струм спокою вихідного каскаду стабілізується. Ланцюг R38C13 запобігає параметричним збудженням вузла стабілізації, а також разом з R42, R43 виконує частотну корекцію в петлі ООС. Підключення вузла стабілізації дещо відрізняється від схеми рис. 2, але це не важливо, і в підсилювачах різної структури може бути реалізовано по-різному. При цьому, однак, необхідно враховувати, що динамічні коливання температури транзисторів ОС стабілізації (VT3, VT4 на рис. 2 та VT11, VT12 на рис. 3) також впливають на термостабільність робочої точки вихідного каскаду, але зміщують її у протилежний бік порівняно з діодами – датчиками струму. Діоди VD7-VD10 - захисні, вони запобігають розмиканню ООС стабілізації струму спокою при перехідних процесах (наприклад, при включенні живлення або сильних імпульсних перешкод), що переходить при цьому в ПОС з некерованим наростанням наскрізного струму у вихідному каскаді. ДиодЮ9 (VD10) створює також додаткове падіння напруги на транзисторі струмового дзеркала VT7 (VT8), виводячи його більш лінійний ділянку характеристики. Конструкція і деталі Підсилювач зібраний автором на універсальній макетній платі. Потужні транзистори вихідного каскаду встановлені на загальному тепловідвід з тепловим опором не більше 2 К/Вт через ізолюючі теплопровідні прокладки. Потужні діоди разом із транзисторами VT11, VT12 розміщені на окремому тепловідводі, з'єднаному із загальним проводом, з тепловим опором не більше 15 К/Вт. Транзистори краще встановити зі зворотного боку пластинчастого тепловідведення, навпроти діодів з найбільшою прямою напругою (якщо вони різних типів, як на рис. 3), тобто в даному випадку VT11 – навпаки VD12, a VT12 – навпаки VD13. Транзистори VT13, VT14 встановлені на невеликих тепловідведення з тепловим опором 20...30 К/Вт. Їх можна розмістити і на тепловідводі з діодами вихідного каскаду, але це погіршить статичну термостабільність спокою. У такому варіанті тепловий опір загального тепловідведення має бути не більше ніж 10 К/Вт. Постійні резистори - метало-плівкові, підстроювальні - багатооборотні. Резистори R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - з допуском ±1%; їх можна відібрати із звичайних із допуском ±5 % або прецизійні найближчих до зазначених номіналів із ряду Е96. Інші постійні резистори мають допуск ±5%. Оксидні конденсатори С14, С15 - низькоімпедансні (low ESR), що застосовуються в імпульсних блоках живлення; неполярні із зазначеною номінальною напругою - плівкові. Конденсатори С2, С10, С11 бажано застосувати з діелектриком з полістиролу або поліпропілену, інші - керамічні на напругу 25 або 50 з діелектриком X7R (або груп NPO, COG для С6 С8). Стабілітрони VD5, VD6 - прецизійні, вони мають допуск ±1%, можна також використовувати інші з допуском ±2% (наприклад, BZX55B) або відібрати з ±5% (BZX55C). Діоди VD7-VD10 - надшвидкі (ultrafast) на середній струм 1 А, з прямою напругою 0,6...0,7 В при струмі 0,1 А. Діоди вихідного каскаду можуть бути будь-якими потужними діодами Шотки або надшвидкими на середній струм менше 10 А. Допустимо будь-яке поєднання типів та числа діодів у плечі; важливо лише, щоб сумарне падіння напруги при заданому струмі спокою, що протікає через них, було в межах 0,7...0,9 В. Наприклад, діод VD12 (VD13) можна замінити двома MBR1045 або MBR1035, послідовно з'єднаними. Переважно використовувати діоди на струм до 20 А і більше, як такі, що мають більший об'єм кристала, а тому здатні забезпечити кращу динамічну термостабільність. Транзистори ВС550С, ВС560С в "паралельному" повторювачі можуть бути замінені на ВС550В, ВС560В або ВС549, ВС559 з літерними індексами З або В, а в інших позиціях також на ВС547, ВС557 або ВС546T556. VT11 - малопотужні високочастотні з малою ємністю переходів, допустимим постійним струмом колектора не менше 12 А і напругою колектор-емітер не менше 0,1 В. Підійдуть також 60SA2, 1540SC2 або ВС3955, ВС546 з будь-яким буквеним індексом, дещо знизиться. Транзистори VT556, VT13 - високочастотні середньої потужності, з допустимим постійним струмом колектора не менше 14 А та напругою колектор-емітер не менше 1 В; переважно використовувати екземпляри з великим значенням h60ia-Вихідні транзистори можуть бути 2SA2, 1302SC2, бажано групи Про (з великим значенням параметра h3281). Комплементарні пари транзисторів всіх каскадів бажано відібрати за своїм значенням h213. Транзистори "паралельного" повторювача краще використовувати з однієї партії, те ж саме відноситься до транзисторів струмових дзеркал. При відборі радіоелементів можна керуватися рекомендаціями, викладеними у [3] (№ 1, с. 18-20). Живлення УМЗЧ може бути нестабілізованим. Монтаж загального дроту та живлення виконують за загальновідомими правилами. Відзначимо тільки, що до вхідної локальної "землі" віднесені елементи С1-С5, R2, VD3-VD6 та екран кабелю, що з'єднує підсилювач вхід з регулятором гучності.
Налагодження та вимірювання параметрів Перед першим включенням плавкі вставки в ланцюгах живлення замінюють резисторами опором 22 ... 33 Ом і потужністю 5 Вт, а двигуни резисторів підлаштування встановлюють в середнє положення (у резистора R37 - в положення максимального опору). Навантаження вимкнено, вхід замкнутий. Повільно підвищуючи напругу живлення, контролюють струм, що споживається в обох ланцюгах живлення; він не повинен перевищувати 0,15 А. Довівши напругу на конденсаторах С14, C15 до +/-18, перевіряють зазначені на схемі напруги: на діодах VD3, VD4 повинно бути по 1,5 ... 1,7 В; на стабілітронах VD5, VD6 - по 7,4...7,6 В. На виході напруга має бути в межах ±0,3 В, а струми, які споживаються від джерел живлення, повинні бути однаковими. Підвищивши напругу живлення до +/-25 (на C14, C15), знову перевіряють зазначені напруги і споживаний струм. Контролюючи осцилографом вихідну напругу, переконуються у відсутності самозбудження підсилювача. Потім встановлюють мінімум постійної напруги на виході резистором підлаштування R15. Далі виставляють струм спокою вихідного каскаду підстроювальним резистором R37, при необхідності підбирають R36. Контролюючи мілівольтметром напруга на виході, розмикають вхід і підстроювальним резистором R6 встановлюють на виході таку ж напругу, як до розмикання. Потім, знову замкнувши вхід, якомога точніше мінімізують напругу зміщення на виході резистором R15. Розімкнувши вхід, знову перевіряють напругу на виході і, якщо потрібно, доводять до нуля резистором R6. На тестових сигналах - синусоїді та меандрі частотою 1 кГц - перевіряють відсутність самозбудження при різних амплітудах, аж до обмеження. Можливі три види самозбудження (наприклад, через використання інших типів транзисторів). Перший, як правило, пов'язаний із зайвим фазовим зрушенням у петлі загальної ООС, що усувається збільшенням ємності конденсаторів С10 та С11; при цьому треба враховувати відповідне зниження частоти першого полюса в петлі ООС і максимальну швидкість наростання напруги на виході. Другий обумовлений фазовим зрушенням у петлі ООС вузла стабілізації струму спокою; його знижують зменшенням опору резистора R38. Третій вид - параметричне збудження у вузлі стабілізації струму спокою, добре помітне на виході без сигналу (при цьому через вихідний каскад протікає струм до декількох ампер, якщо в ланцюгах живлення немає струмообмежувальних резисторів). Воно усувається збільшенням опору R38. Як видно, вимоги до цього резистори суперечливі, тому (при необхідності) для визначення оптимального опору потрібно знайти його верхню і нижню межі, при яких самозбудження ще не виникає, і обчислити оптимальне значення як середнє арифметичне. Використовувати для цієї процедури підстроювальний резистор можна, якщо підпаювати його безпосередньо до плати, без проводів, щоб паразитні зв'язки та індуктивності не спотворили результат. Відношення знайдених верхньої та нижньої меж має бути більше 3, щоб забезпечити достатній запас стійкості. В іншому випадку потрібно замінити транзистори VT11, VT12 на інші типи. Інший шлях - збільшення ємності конденсатора С13, але це небажано, оскільки знижує швидкість вузла стабілізації спокою. Тепер можна встановити плавкі вставки та підключити еквівалент навантаження – резистор 4 Ом на 50 Вт. Знову перевіряють відсутність самозбудження на тестових сигналах. В останню чергу, якщо є можливість скористатися спектроаналізатором, резистором R30 підлаштування мінімізують рівень другої гармоніки при поданому на вхід тестовому сигналі частотою 1 кГц і потужності в навантаженні 40 Вт. Якщо при цьому з'явиться зміщення напруги на виході (без сигналу), то потрібно знову мінімізувати його за допомогою R15. У крайньому випадку на будівництво по гармоніці можна не виконувати, виключивши резистори R30, R31 і встановивши R26 того ж номіналу, що і R27 Після налаштування підсилювач має такі параметри. При вхідній напрузі 1 вихідна потужність на навантаженні з імпедансом 4 Ом (при фазовому зрушенні до 60 град.) дорівнює 50 Вт. Швидкість наростання вихідної напруги – не менше 100 В/мкс. Рівень гармонічних спотворень у смузі частот 10 Гц...22 кГц при вихідній потужності 40 Вт на навантаженні 4 Ом - трохи більше 0,02 %, при вихідної потужності 20 Вт при навантаженні 8 Ом - трохи більше 0,016 %. Рівень інтермодуляційних спотворень (частоти 19 і 20 кГц у співвідношенні амплітуд 1:1) при піковій вихідній потужності 40 Вт при навантаженні 4 Ом - 0,01 %, при піковій вихідній потужності 20 Вт при навантаженні 8 Ом - 0,008. Рівень шуму, зважений за характеристикою МЕК-А, при опорі джерела сигналу 0,13 і 26 ком кілька відрізняється - відповідно -101, -89, -85 дБ. Придушення пульсацій напруги живлення (більше +/-17 В) на частоті 100 Гц - не менше 70 дБ. Перший полюс у петлі загальної ООС при опорі навантаження 4 Ом – на частоті 20 кГц. Запас стійкості загальної ООС по модулю під час опору навантаження щонайменше 2 Ом - понад 12 дБ. На рис.4 та 5 показані залежності загального коефіцієнта гармонік (THD), а також коефіцієнтів парних (EVEN) та непарних (ODD) гармонік від вихідної потужності на частоті 1 кГц при опорі навантаження 4 та 8 Ом відповідно, на рис. 6 і 7 - те, від частоти при вихідній потужності 40 Вт на навантаженні 4 Ом і 20 Вт на навантаженні 8 Ом.
Вимірювання нелінійності проведено при опорі джерела сигналу 13 кОм, тому в результатах вимірювань враховано також вхідну нелінійність (насправді вона набагато менша за загальну). Опір джерела сигналу 13 і 26 ком відповідає середньому положенню движка регулятора гучності номінальним опором 50 і 100 ком відповідно. При включенні та вимкненні напруги живлення перехідний процес в УМЗЧ незначний, тому АС можна підключати без вузла затримки. В авторській конструкції з нестабілізованим джерелом живлення амплітуда цього процесу при включенні не перевищує ±40 мВ тривалістю близько 20 мс, а при вимиканні - не більше ±60 мВ тривалістю до кількох секунд. Пригнічення пульсацій напруги живлення можна збільшити, замінивши параметричні стабілізатори малошумящими інтегральними [3] на LM317, LM337 і встановивши напругу стабілізації 7,5±0,1 В. Струм спокою вихідного каскаду обраний дещо завищеним для отримання стабільно малої нелінійності та відсутності комутаційних спотворень, а також з метою зменшення про форматних спотворень (ФІ). Суть ФІ залежить від немонотонної нелінійності передавальної показники, т. е. різних ділянках властивості вона описується різними функціями чи функція має різні параметри. В результаті сигнал, що зміщується за передавальною характеристикою коливаннями НЧ складової, змінює свій спектр гармонік та інтермодуляції; при зміні амплітуди сигналу огинаюча гармонік не відповідає огинаючої сигналу, що слух може виділяти як зміни тонкої структури звуку. Порівняльні вимірювання динамічної термостабільності струму спокою вихідного каскаду, проведені в описаному УМЗЧ та підсилювачі з каскадом за схемою рис. 1, за інших рівних умов (режими та компоненти) показали її поліпшення у три-чотири рази. Найкращий результат, як зазначалося вище, можна отримати, застосовуючи більш сильноточні діоди. Динамічна термостабільність визначалася порівнянням миттєвого значення струму спокою до та після нетривалого (до 1 с) імпульсного впливу на вихідний каскад струмом навантаження. Про зниження межі смуги пропускання Підсилювач потужності можна використовувати без роздільного конденсатора на вході, отримавши таким чином межу смуги пропускання від нуля герц (інша ідея E. Альошина стосовно всього звукового тракту). В цьому випадку для покращення стабільності нуля на виході доцільно використання сервоконтролю - ООС постійного струму. Можлива схема такого пристрою підсилювача показана на рис. 8; це варіант реалізації нелінійної ООС по постійному струму [11, 12] з лінійною ділянкою біля нуля передавальної характеристики. Перший каскад на ОУ DA1.1 посилює напругу з виходу УМЗЧ і симетрично обмежує його, причому для малих амплітуд сигналу каскад практично лінійний. Другий - на ОУ DA1.2 - є інтегратор, з виходу якого струм через резистори R5, R6 подається в точки підсумовування струмів загальної ООС підсилювача потужності. Транзистори VT1, VT2 формують стабілізовану напругу живлення для ОУ (+/-6,8). Якщо УМЗЧ встановити інтегральні стабілізатори (див. вище), ці транзистори можна виключити, подавши харчування на ОУ зі стабілізаторів через резистори (10 Ом, 0,125 Вт).
ОУ можуть бути будь-якими з польовими транзисторами на вході, напругою живлення від +/-6,5, забезпечують вихідний струм не менше 3 мА для DA1.1 і 30 мА для DA1.2. Транзистори - будь-які середньої потужності, з h21Е більше 60. Якщо вони в корпусі TO-220, то тепловідведення не потрібне, а якщо меншого розміру, то для кожного потрібне тепловідведення, здатне ефективно розсіювати 0,6 Вт. Діоди Шотки - будь-які малопотужні з мінімальною прямою напругою (менше 0,4 В при 2 мА), що мають ємність переходу менше 100 пФ при зворотній напрузі 1 В. Конденсатор C1 - плівковий (поліетилентерефталатний), інші - керамічні з діелектриком X (або 7). Підстроювальний резистор може бути будь-яким малогабаритним, але надійніше використовувати багатооборотний. Налаштування вузла нелінійної ООС по ПТ, підключеного до налагодженого УМЗЧ, зводиться до встановлення нуля на виході підсилювача при поданому на його вхід тональному сигналі - синусоїді частотою 1 кГц - амплітудою на кілька вольт менше напруги обмеження на виході. Точніше, потрібно встановити таку ж напругу, як відсутність сигналу (кілька мілівольт). Навантаження (еквівалент) має бути підключене. Вимірювання вихідної напруги проводять мілівольтметром постійного струму, підключеним до виходу через ФНЧ (R = 10 кОм, = 1 мкФ). Тестовий сигнал не повинен містити парних гармонік понад 1%. Процес налаштування можна прискорити, тимчасово зменшивши ємність C1 конденсатора до 0,1 мкФ. За наявними відомостями, зокрема [13], подібний вузол може покращувати якість звучання записів, зроблених на апаратурі, що має нижню межу смуги пропускання значно вище 0,02 Гц. Очевидно, це відбувається за рахунок "обрізання" наявних в записі щодо повільних паразитних зсувів сигналу, що виникають у диференційних ланцюгах (наприклад, міжкаскадний конденсатор) при проходженні через них імпульсного сигналу, яким є звукова (музична) інформація в електронному тракті [12] - Див. далі. Для цього постійна інтегрування в каскаді на DA1.2 повинна бути досить мала, але не настільки, щоб помітним чином зменшувати вміст НЧ у звуку, що відтворюється при малій гучності. Для схеми на рис. 8 це відповідає ємності C1 близько 0,1 мкф. Повторивши цей вузол варто поекспериментувати, змінюючи постійну інтегрування при різних рівнях гучності. Ідея "0 Гц", або точніше "майже 0 Гц", як частотна межа смуги звукового тракту від мікрофона до АС, має на увазі відмову від звичайно застосовуваних ланцюгів, що диференціюють низькочастотні та інфранізкочастотні сигнали, - міжкаскадних конденсаторів та інтеграторів у ланцюзі ООС, які з міркувань мають відносно невеликі значення постійного часу. В результаті використання таких фільтрів в нестаціонарний сигнал (звуковий, музичний) вносяться лінійні спотворення, які негативно впливають на суб'єктивне сприйняття відтворюваного звуку. На рис. 9 показано, як змінюється симетричний нестаціонарний сигнал при проходженні через шість диференційних ланцюгів першого порядку (потовщена лінія), що мають частоту зрізу на порядок нижче від частоти першого періоду коливань сигналу. Експонентна ділянка перехідного процесу показана штриховою лінією. Спотворення виникають через створюваного фільтром випереджаючого фазового зсуву в області НЧ, що призводить до "змазування" атаки звуку [14]. Тобто спотворюється огинаюча звукових коливань, до чого чутливість слуху збільшується зі зниженням частоти, оскільки при аналізі сигналу в слуховій системі в області НЧ переважають тимчасові фактори. Фазовий зсув між гармонійними компонентами звуку здатний змінити відчуття тембру [15]. При цьому відбувається зростання амплітуди сигналу, що збільшує його динамічний діапазон на кілька децибел і, відповідно, зменшує динамічний діапазон тракту на це значення, яке тим більше, чим вище частота зрізу ФВЧ по відношенню до частоти сигналу. У межі збільшення амплітуди становить +6 дБ на прямокутному сигналі (реально воно завжди менше) Інше наслідок випереджаючого фазового зсуву впливає якість звуковоспроизведения побічно. Воно полягає в тому, що зсув фази та зміна амплітуди ІНЧ та НЧ складових призводить до флуктуацій середньої лінії сигналу щодо нуля. Пунктирною лінією на рис. 9 показано "ковзання" середньої лінії, якого не було у вихідному сигналі.
Щоб зрозуміти зв'язок цього "ковзання" з погіршенням звучання, потрібно врахувати, що передатна характеристика підсилювальних каскадів, особливо підсилювача потужності, не лише нелінійна, але, як правило, має немонотонну нелінійність (тобто мають місце ФІ). Це означає, що сигнал, будучи переміщується "ковзанням" за передавальною характеристикою, має спектр гармонік, що змінюється, і інтермодуляції, тобто нелінійність по відношенню до сигналу стає нестаціонарною. Остання обставина, за спостереженнями автора ідеї E. Альошина, суттєво погіршує якість звучання, не дозволяючи слуху адаптуватися до нелінійності тракту Ще одне негативне наслідок "ковзання" сигналу проявляється при електроакустичному перетворенні. При відтворенні такого "ковзного" сигналу звуковипромінюючою головкою виникає зсув спектру звуку через ефект Доплера. При відтворенні реального звукового сигналу це викликає додаткову частотну модуляцію (детонацію) звуку, що, як відомо, також погіршує суб'єктивну якість звуковідтворення. література:1. Сухов Н. УМЗЧ високої вірності. – Радіо, 1989, № 6, с. 55-57; №7, с. 57-61.
Публікація: radioradar.net
Штучна шкіра для емуляції дотиків
15.04.2024 Котячий унітаз Petgugu Global
15.04.2024 Привабливість дбайливих чоловіків
14.04.2024
▪ Вирощені перші клітини біологічного кардіостимулятора ▪ Чи потрібна спортсменам розминка ▪ Бездротова миша Corsair M75 Air ▪ Немовлята розуміють сенс праці
▪ розділ сайту Антени. Добірка статей ▪ стаття Дитячий майданчик. Поради домашньому майстру ▪ стаття Чому судновий дзвін назвали риндою? Детальна відповідь ▪ стаття Лаборант кабінету інформатики Посадова інструкція ▪ стаття Прилад для орієнтації сліпих Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Сірник, що розпрямляється. Секрет фокусу
Коментарі до статті: Світ У тексті є посилання джерела [x], а самих джерел немає. діаграма 2mir Дякую, виправили.
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page