Безкоштовна технічна бібліотека ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Розрахунок транзисторних підсилювачів. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Початківцю радіоаматору Транзистори, щойно з'явилися, швидко вибороли чільне місце в підсилювальній техніці, і причин тому кілька. Транзистори не мають нитки розжарення, а значить, не вимагають потужності на її нагрівання, чудово працюють при низькій напрузі живлення, добре узгоджуються з низькоомними навантаженнями (наприклад, динамічними головками гучномовців), довговічні і надійні. На відміну від ламп характеристики транзисторів відрізняються помітною нелінійністю, і в підсилювачах її доводиться знижувати додатковими заходами, наприклад, введенням негативного зворотного зв'язку (ООС). Зупинимося на розрахунку дещо складнішого, але найбільш поширеного підсилювача потужності звукових частот - УМЗЧ (рис. 51). Усі транзистори, що використовуються в підсилювачі, – кремнієві. На транзисторах VT1 та VT2 зібраний за диференціальною схемою вхідний каскад. Він реагує лише на різницю напруг, поданих на неінвертуючий та інвертуючий входи. Ця різниця в залежності від полярності закриває один і відкриває інший транзистор. Навантаження R1 включена в колекторний ланцюг транзистора VT1, але частина його колекторного струму направляється в ланцюг бази транзистора каскаду передоконечного VT3, забезпечуючи зміщення і подачу на нього сигналу. Кінцевий каскад зібраний на транзисторах VT4 та VT5 за двотактною схемою з послідовним включенням транзисторів. Вони працюють в режимі класу АВ або навіть залежно від зміщення, яке створюється діодами VD1 і VD2. Підсилювач навантажений на динамічну головку ВА1, включену без роздільного конденсатора, оскільки в режимі спокою напруга на виході підсилювача практично дорівнює нулю. Живиться підсилювач від двополярного джерела (рис. 52) з однаковими вихідними напругами. Схеми підсилювача і джерела живлення гранично прості, але зібрана по них конструкція цілком працездатна і може забезпечити непогані параметри. Подальші вдосконалення зводяться до встановлення транзисторних генераторів струму замість резисторів, стабілізаторів напруги в джерелі живлення, включенню емітерних повторювачів між окремими каскадами - варіації на цю тему нескінченні, і схемотехнікою УМЗЧ, що цікавляться, вивчать їх самі. Ми ж перейдемо до розрахунку найпростішої схеми. Підсилювач (рис. 51) є не що інше, як операційний підсилювач (ОУ) у його найпростішому вигляді. ОУ мають низку переваг, що забезпечили їм універсальне і найширше застосування. Вхідний опір та коефіцієнт посилення ідеального ОУ нескінченні, вихідний опір дорівнює нулю. Ідеальний ОУ реагує лише з різниця напруг з його входах. Це означає, що одночасна (синфазна) зміна напруги на входах не призводить до появи вихідного сигналу. Наш ОУ далекий від ідеального: його вхідний опір становить десятки кілоом, коефіцієнт посилення - кілька тисяч, а придушення синфазної компоненти вхідного сигналу вбирається у 20...40 дБ. Тим не менш, включається і працює він так само, як ідеальний ОУ (рис. 53). Вхідний сигнал подається через розділовий конденсатор С4 на неінвертуючий вхід DA1 (те, що в трикутнику, відповідає схемі рис. 51, але може бути і іншим ОУ з потужним виходом, наприклад, К157УД1, К174УН11 і т.д.). Резистор R4 встановлює нульовий потенціал на вході. Без негативного зворотного зв'язку, що знижує посилення і одночасно нелінійні спотворення, а також розширює смугу частот, що підсилюються, ОУ працювати не може. ООС подається з виходу підсилювача на вхід, що інвертує, через резистор R6. На постійному струмі та нижніх частотах ланцюжок C5R5 ніякої ролі не відіграє, тому глибина ООС - 100%. Це означає, що потенціали на виході та на вході, що інвертує, також нульові. Дійсно, найменше відхилення потенціалу виходу, наприклад, в позитивну сторону, буде передано на вхід, що інвертує, через резистор R6, посилено і призведе до зниження потенціалу виходу, компенсуючи початкове відхилення. Інша справа на змінному струмі 3Ч - в ланцюзі ООС працює дільник R6R5, і на вхід, що інвертує, передається тільки частина змінної вихідної напруги, рівна UвыxR5/(R5 + R6). Напруги на входах практично рівні (не забудемо, що коефіцієнт посилення ОУ – тисячі), тому формула для коефіцієнта посилення буде такою: K = Ux/UBX = 1 + R6/R5. Реактивний опір конденсатора на нижній частоті смуги пропускання підсилювача fH має бути меншим за опір резистора R5, тому С5≥ 1/2πfHR5. Щоб закінчити обчислення елементів схеми рис. 53, нам залишилося вибрати опори резисторів R4 та R6. Їх доцільно взяти однаковими, тоді однакові вхідні струми ОУ, проходячи через ці резистори, викличуть однакові падіння напруги. Різниця напруги на входах залишиться нульовою. Проте ці падіння напруги не повинні бути більшими, розумно обмежити їх на рівні 50...100 мВ. Отже, R4 = R6 = (0,05 ... 0,1) / iвх. Наприклад, при iвх = 1 мкА опору резисторів виходять рівними 50... 100 кОм. Тепер перейдемо до розрахунку внутрішніх елементів ОУ (див. рис. 51). Струм вхідних транзисторів VT1 і VT2 (він однаковий) становить i1 = i2 · h21е де h21е - статичний коефіцієнт передачі струму вхідних транзисторів у схемі із загальним емітером (він теж має бути по можливості однаковим). Сумарний струм транзисторів проходить через резистор R2, і падіння напруги на ньому має бути на 0,5 (порогова напруга відкривання транзисторів) менше напруги джерела живлення Еn. Звідси R2 = (En-0,5)/2i1 При h21е = 100 і iвх = 1 мкА струм кожного вхідного транзистора складе 0,1 мА, а опір резистора R2 при Еn = 6 - 27 кОм. Струм i повинен створювати на резисторі R1 падіння напруги, достатнє для відкривання транзистора VT3, тобто. не менше 0,5 В. Отже, опір резистора R1 має становити R1 = 0,5/i1 У прикладі R1 = 5 кОм. Якщо його вибрати більше, то значна частина струму i буде направлена в базу транзистора передконечного каскаду VT3. Це можна допустити за умови де i3 – колекторний струм транзистора VT3; h21ЕЗ – його коефіцієнт передачі струму. Струм i3 визначиться при подальшому розрахунку. Далі можна приступити до розрахунку передконечного і кінцевого каскадів, причому почати краще з останнього, оскільки режим першого багато в чому і визначається. Тут знадобляться колекторні характеристики потужних вихідних транзисторів, показані на рис. 54 та наведені в довідниках. Передбачається, що транзистори VT4 та VT5 мають однакові характеристики, розрізняючись лише структурою. Подібні пари комплементарних транзисторів випускаються промисловістю (приклади: КТ315 та КТ361, КТ815 та КТ814, КТ819 та КТ818 з різними літерними індексами). Характеристики показують залежність колекторного струму від миттєвої напруги на колекторі за різних струмів бази. На графіці штриховими лініями показана область допустимих режимів колекторного ланцюга: зверху вона обмежена максимальним струмом колектора, праворуч - максимально допустимою колекторною напругою, в середній частині - максимально допустимою потужністю розсіювання транзистора, що обчислюється як добуток колекторного струму на напругу. Навантажувальна пряма ніде не повинна перетинати межі допустимих режимів. Як згадувалося, транзистори VT4 і VT5 працюють у режимі, близькому до класу У. Це означає, що за відсутності сигналу напруга на транзисторі дорівнює Еп, а струм близький до нулю (права частина прямої навантаження). На позитивній напівхвилі сигналу відкривається верхній за схемою транзистор (VT4), негативною - нижній (VT5). Оскільки процеси є повністю симетричними, розглянемо роботу верхнього транзистора. У міру його відкриття колекторний струм зростає, а напруга колектор-емітер падає, оскільки позитивна напівхвиля напруги виділяється на навантаженні - головці ВА1. Переміщаючись вздовж навантажувальної прямої вліво і вгору, за колекторними характеристиками визначаємо iк max і Uк min показані на рис. 54. Якщо характеристик немає, то струм iк max береться дещо менший за максимально допустимий струм колектора, а під Uк min мається на увазі напруга насичення колектор-емітер (падіння напруги на транзисторі, коли він повністю відкритий). Знання останніх двох параметрів дозволяє порахувати потужність підсилювача. Справді, розмах (амплітуда) змінної напруги ЗЧ на навантаженні становитиме En - Uк min, а амплітуда струму - iк max. Потужність складе Р = (Еn - Uк min) iк max /2. Насправді часто саме з цього і починають розрахунок - задавшись вихідною потужністю, визначають напругу живлення Еn і підбирають тип вихідних транзисторів, що забезпечують потрібний максимальний струм і відповідних за гранично допустимими параметрами (рис. 54). При цьому слід мати на увазі, що колекторна напруга закритого транзистора може досягати майже 2Еn - гранично допустиме значення напруги колектор-емітер обраних транзисторів повинно бути не менше 2Еn. Знаючи коефіцієнт передачі струму (в режимі великого сигналу) вихідних транзисторів h21е4 і h21е5 (знову бажано, щоб вони були однаковими), знаходять максимальний струм бази iб4 = iк max/h21е4 Струм колектора передконечного каскаду (нагадаємо, що на відміну від вихідних транзисторів він працює в класі А) повинен бути істотно більшим за iб4. Тут виявляються недоліки найпростішої схеми (рис. 51). Справа в тому, що на позитивній напівхвилі сигналу відкривається транзистор VT3 і його струм, що збільшується, відкриває вихідний транзистор VT4. Ці процеси відбуваються досить добре. Але на негативній напівхвилі сигналу повинен відкриватися транзистор VT5, а його максимальний струм бази визначається резистором R3, причому напруга на цьому резистори на піку негативної напівхвилі виходить навіть менше Uк min! Ось чому доводиться задавати великий струм колектора передконечного каскаду i3 в 10...20 разів більше iб4, а опір резистора R3 підраховувати по форомулі R3 = En/i3. Зрозуміло, це невигідно - доводиться ставити в каскад досить потужний транзистор, та й економічність всього підсилювача знижується. Виправляють ситуацію наступні заходи: збільшення коефіцієнта передачі вихідних транзисторів струму (установка складових транзисторів, двох або хоча б одного на місці VT5), використання замість резистора R3 транзисторного генератора струму, включення "вольтодобавки". В останньому випадку резистор R3 складають із двох послідовно включених резисторів, а їхню середню точку з'єднують через конденсатор великої ємності з виходом підсилювача. Виникла місцева позитивна зворотний зв'язок і сприяє кращому відкриванню транзистора VT5. Остання деталь підсилювача, що залишилася не розглянутою, - конденсатор С1, що коригує АЧХ в області вищих частот. Його ємність зазвичай невелика – десятки пікофарад. Докладніше про нього буде сказано в наступному розділі. Питання для самоперевірки. Розрахуйте УМЗЧ з такими параметрами, вхідна напруга – 0,1 В, напруга живлення – ±6,3 В, опір навантаження – 4 Ом, смуга відтворюваних частот – 50 Гц…12,5 кГц. Виберіть тип транзисторів. Визначте максимальну вихідну потужність на синусоїдальному сигналі. відповідь. Почнемо з останнього - розрахуємо вихідний каскад в режимі максимальної потужності, що віддається. Поклавши залишкову напругу на колекторі відкритого вихідного транзистора Uk min = 0,3, отримуємо амплітуду змінної складової ЗЧ на виході Um = 6 В. Тоді максимальне значення струму через транзистор складе lm= Уm/RH = 6 В/4 Ом -= 1,5 А. Вихідна потужність на синусоїдальному сигналі складе Р = = UmIm/ 2 = 4,5 Вт. Середнє значення струму косинусоїдальних імпульсів через вихідні транзистори становить 0,32lm (0,32 – це нульовий коефіцієнт розкладання імпульсу на гармонійні складові). Отже, l0 = 0,32 лm = 0,5 А. Сюди треба додати ще струм спокоюпок вихідних транзисторів близько 0,05 А. Тепер знаходимо споживану підсилювачем потужність Р0 = 2Еn(I0 + Япок) = 7 Вт. Як бачимо, ККД підсилювача в режимі максимальної потужності складе лише Р/Р0 = 4,5 Вт/7 Вт = 0,64 чи 64 %. За менших потужностей ККД виявиться ще менше. На кожному з вихідних транзисторів буде розсіюватись потужність (Р0 - Р) / 2 = 1,25 Вт. Непоганий вибір транзисторів – комплементарна пара KT816, KT817 (з будь-якими буквеними індексами). Їхні параметри задовольняють нашим умовам із значним запасом. Посилення попередніх каскадів за напругою має становити як мінімум 6,3 В/0,1 В = 63. Один транзисторний каскад, враховуючи навантаження на низький вхідний імпеданс потужних транзисторів, такого посилення не забезпечить, отже, необхідно щонайменше два каскади. Рекомендуються схеми рис. 51-53. Надлишок посилення гаситься введенням ООС (рис. 53) із ставленням опорів R6/R5 приблизно 60...70. Автор: В.Поляков, м.Москва Дивіться інші статті розділу Початківцю радіоаматору. Читайте та пишіть корисні коментарі до цієї статті. Останні новини науки та техніки, новинки електроніки: Новий спосіб управління та маніпулювання оптичними сигналами
05.05.2024 Приміальна клавіатура Seneca
05.05.2024 Запрацювала найвища у світі астрономічна обсерваторія
04.05.2024
Інші цікаві новини: ▪ ТБ готується витіснити комп'ютер з квартири ▪ Смертельна небезпека звичайного пилу ▪ Акумуляторні аноди з крабових панцирів ▪ 60 та 75-вольтові MOSFET-транзистори для ланцюгів синхронного випрямлення Стрічка новин науки та техніки, новинок електроніки
Цікаві матеріали Безкоштовної технічної бібліотеки: ▪ розділ сайту Підсилювачі низької частоти. Добірка статей ▪ стаття Що наше життя? Гра! Крилатий вислів ▪ стаття Яке місто світу є найбільшим? Детальна відповідь ▪ стаття Олійне дерево. Легенди, вирощування, способи застосування ▪ стаття Реактор на городі. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Трисмугова АС просторового звуку. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Залишіть свій коментар до цієї статті: All languages of this page Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт www.diagram.com.ua |