|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Еволюція зворотноходових імпульсних ІП
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Блоки живлення Пропонована до уваги читачів стаття присвячена зворотноходовим імпульсним джерелам живлення, які широко застосовуються в блоках живлення телевізорів, комп'ютерів та іншої електронної апаратури. Подібні джерела користуються популярністю серед радіоаматорів. У статті йтиметься про блоки живлення, зібрані на мікросхемах КР1033ЕУ10 та VIPer-100A, та їх розрахунок за допомогою спеціалізованого пакету програм. ШИМ-КОНТРОЛЕР КР1033ЕУ10(іC3842) Імпульсні джерела живлення (ІІП) набули повсюдного поширення в середині вже тепер минулого століття. І сьогодні ІІП зазнають еволюційних змін практично щороку. Кожен клас ІІП, одного разу завоювавши свою нішу, залишається в ній назавжди або принаймні надовго, і розвиваються вони майже незалежно. Як потужні (150 Вт і більше) зазвичай застосовують мостові ІІП. Обратноходовые ІІП частіше використовують як малопотужні та середньої потужності (до 150 Вт). Зараз елементна база для подібних джерел оновлюється настільки швидко, що рядовий радіоаматор та вітчизняна радіопромисловість відстежують ці зміни у своїх розробках із великим запізненням. Ще не встигли впровадитися у вітчизняну побутову техніку інтегральні ШИМ-контролери КР1033ЕУ5 (закордонний аналог - TDA4605), про які розповідалося в статті [1], як у зарубіжній відеотехніці, і особливо відеомоніторах, вже широко використовується їх новий різновид - UC3842, UC3842 , КА3844 (вітчизняні аналоги КР3844ЕУ1033 та КР10ЕУ1033 відповідно). Зовні і принципово нічим не відрізняються від прототипу, щодо нові ШІМ-контролери все ж таки зазнали ряд удосконалень. І якщо з прототипом багато радіоаматорів вже познайомилися на сторінках "Радіо" в [11], то описи ІІП з ШИМ-контролерами серії UC2X поки не публікувалися, якщо не рахувати [384], де вказана мікросхема використовується дещо нетрадиційним способом - як регулятор для знижуючого імпульсного стабілізатора напруги. Коротко розглянемо основні властивості та відмінності мікросхеми КР1033ЕУ10 (UC3842, КА3842), яку далі називатимемо ЕУ10, від КР1033ЕУ5 (TDA4605), що називається ЕУ5. Обидві мікросхеми виконані у пластмасовому корпусі 2101.8-1 (за зарубіжною термінологією – DIP-8). Призначення висновків ЕУ10 наведено у таблиці.
Основні характеристики
ШИМ-контролер ЕУ10, як і ЕУ5, розрахований на підключення n-канального польового транзистора з ізольованим затвором і в основному має ті ж функціональні можливості. Зазначимо першу особливість ЕУ10. Частота перетворення в ІІП на ЕУ5 встановлюється автоматично в залежності від напруги мережевого джерела живлення, параметрів мікросхеми і комутувального транзистора, індуктивності первинної обмотки імпульсного трансформатора, споживаної потужності в навантаженні і т. д. Тому при впливі факторів, що дестабілізують, частота перетворення виявляється будь-якого ІІП, виконаного на ЕУ5, залежно тільки від потужності навантаження вона може набувати значення від 18 кГц при максимальному і до 70 кГц при мінімальному навантаженні. Ця особливість дещо ускладнює проектування трансформатора такого ІІП, тому зазвичай для нього спочатку проводять орієнтовний розрахунок та макетування, а потім за результатами випробувань з реальним навантаженням вносять необхідні корективи. У мікросхемі ЕУ10 робочу частоту перетворення встановлюють зовнішньою частотозадаючою RC-ланцюгом, що підключається до висновку 4. Оскільки резистор RC-ланцюга підключений до внутрішнього джерела прецизійного зразкового напруги 5 - висновку 8, незалежно від різних дестабілізуючих факторів робоча частота перетворення. На рис. 1, а показана експоненційна форма напруги Uc на частотозадаючому конденсаторі, що відповідає комутуючим імпульсам на виході ШІМ-контролера (висновок 6 Uouт), показаним на рис. 1, б.
Для характеристики робочого режиму ШІМ-контролера зручно використовувати коефіцієнт заповнення комутувальних імпульсів D - це параметр, зворотний їх шпаруватості. Значення коефіцієнта заповнення завжди менше одиниці. Однак вибирати його більше ніж 0,5 не рекомендують [3]. У вихідний ланцюг ШИМ-контролера КР1033ЕУ11 (UC3844) введений внутрішній додатковий лічильний тригер, що обмежує коефіцієнт заповнення D≤0,5, але при цьому частотозадаючу RC-ланцюг розраховують на подвоєну (порівняно з частотою проходження комутуючих імпульсів) робочу. Завершуючи загальну коротку характеристику ШІМ-контролерів серії UC384X, відзначимо, що UC3843 подібний до UC3842, а UC3845 - UC3844, але вони розраховані на знижену напругу живлення. Для них пороговий рівень напруги живлення при переході в стан "Включено" становить для окремих зразків 7,8...9 (середнє значення 8,4 В), "Вимкнено" - 7...8,2 (середнє значення - 7,6). Пояснимо поняття шумової стійкості ШІМ-контролера (рис. 1). За час toff частотозадаючі конденсатор заряджається від напруги приблизно 1,5 В, що відповідає нижньому пороговому рівню внутрішнього компаратора, до верхнього, що становить близько 2,75 В. У цей момент на виході ШІМ-контролера - низький рівень. Коли напруга на конденсаторі Uc досягне верхнього порогового рівня, включається внутрішній розрядний ланцюг і конденсатор розряджається приблизно до 0,75 В. Напруга на виході ШІМ-контролера в цей момент перетворюється на одиничний стан. Потім протягом часу tON. поки напруга на конденсаторі не досягне нижнього порогового рівня, комутуючий транзистор увімкнений. З малюнка видно, що сигнал перешкоди Uпом напругою 0,1...0,5 наприкінці зарядного циклу може викликати передчасне спрацьовування розрядного ланцюга і помилковий запуск внутрішнього генератора, показані пунктирними лініями. Ця властивість - основний недолік класу ШИМ-контролерів, але його можна значно послабити декількома способами. По-перше, висновків 7 і 8 мікросхеми підключають керамічні (з малою індуктивністю) конденсатори ємністю близько 0,1 мкФ. По-друге, виконують певні вимоги до топології друкованої плати та конструкції ІІП, що знижують амплітуду перешкодових сигналів, про що буде пояснено далі. По-третє, ємність частотозадаючого конденсатора вибирають не менше 1000 пФ. І найнадійніший спосіб, що повністю усуває цей недолік, - синхронізація робочої частоти ШІМ-контролера зовнішнім джерелом імпульсної напруги, про що докладно розказано в [4]. Друга головна відмінність ЕУ10 полягає у способі моніторингу робочого струму в ІІП. У ЕУ5 зміна струму в накопичувальній обмотці трансформатора імітується зовнішнім RC-ланцюгом, і при неправильному виборі цих елементів можливий вихід з ладу транзистора, що комутує. У мікросхемі ЕУ10 введений спеціальний компаратор контролю струму, що має два входи - інвертуючий та неінвертуючий. Висновок 3 з'єднаний всередині мікросхеми з входом, що не інвертує, компаратора. Зовні до нього підключають резистивний або трансформаторний датчик струму в ланцюзі комутованого транзистора. Як тільки напруга сигналу з датчика струму перевищить порогове значення 1 В, що відповідає піковому значенню струму в ланцюзі транзистора, компаратор відключить вихідний підсилювач ШИМ-контролера. Наприклад, для транзистора з граничним струмом стоку 4 А пікове значення, що відповідає рівню спрацьовування захисту, вибирають рівним 3,7 А. При перевантаженні ІІП таке відключення відбуватиметься в кожному імпульсі, запобігаючи пошкодженню транзистора, що комутує. Регулювати рівень спрацьовування захисту струму можна зміною опору резистора в ланцюзі транзистора або зміною коефіцієнта передачі трансформаторного датчика струму. І остання, третя особливість ЕУ10, яка з другої, - спосіб регулювання напруги на виході ИИП. Зауважимо, що принцип регулювання залишається тим самим - широтноімпульсне управління. Якщо ЕУ5 контролює момент закінчення передачі чергової частини енергії переходу напруги у вторинних обмотках через нуль і потім видає таку нову порцію, щоб підтримувати незмінним напруга на виході допоміжної обмотки зв'язку, а отже, і на навантаженні, то ЕУ10 працює трохи інакше. Для регулювання вихідної напруги ИИП, а також для нейтралізації негативного впливу факторів, що дестабілізують служить вхід підсилювача сигналу помилки - висновок 2, до якого підключають додаткову допоміжну обмотку трансформатора, утворюючи тим самим зовнішню петлю зворотного зв'язку, звану первинним контуром регулювання. Підсилювач відстежує обурюючу дію факторів, що дестабілізують, і коригує параметри комутувальних імпульсів так, щоб напруга на виході обмотки зв'язку і на навантаженні залишалося постійним. Частотні та фазові властивості передавальної характеристики підсилювача сигналу помилки, що визначають його стійкість, регулюють зовнішнім RC-ланцюгом, що підключається до висновку 1, який з'єднаний з виходом цього підсилювача. Завдяки такій архітектурі мікросхеми розробники передбачили можливість використання виведення 1 для дистанційного або аварійного відключення ІІП (перекладу STANDBY MODE - черговий режим), замикаючи його на загальний провід за допомогою зовнішнього транзистора. Якщо до цього висновку підключити оптоелектронний датчик, електрично пов'язаний з виходом, отримують другий контур регулювання вихідної напруги, що покращує стабілізуючі властивості ІІП і, крім того, що дозволяє реалізувати "м'який" запуск ІІП. Стабілізація вихідної напруги ІІП відбувається в такий спосіб. Вихід підсилювача сигналу помилки всередині мікросхеми через узгоджувальні ланцюги з'єднаний з входом компаратора контролю струму, що інвертує. До неінвертованого входу компаратора підключено датчик струму. У компараторі струму з початку кожного коммутирующего імпульсу порівнюються ці два сигналу. При збігу сигналів кожен комутуючий імпульс буде припинятися в той момент, коли струм у накопичувальній обмотці досягне необхідного пікового значення. У нормальному режимі відбуватися це буде набагато раніше, ніж піковий струм досягне граничного значення струму стоку комутувального транзистора. У свою чергу піковий струм визначає робочу потужність трансформатора. Запасна в накопичувальній обмотці трансформатора з індуктивністю L енергія визначається рівністю W=LIP2/2, і якщо припиняти акумуляцію енергії в цей момент, коли лінійно зростаючий струм в обмотці досягне необхідного пікового значення ІР, вторинні ланцюги живлення отримають необхідну порцію. Причому, якщо при незмінному напрузі мережного джерела живлення U0 порівнювати два варіанти перетворювача, що відрізняються, припустимо, вдвічі частотою перетворення, індуктивність накопичувальної обмотки також повинна відрізнятися вдвічі. Це необхідно для того, щоб змінити швидкість наростання пилкоподібного струму, що визначається ставленням U0 /L. Тому, наприклад, якщо струм в обмотці на частоті перетворення 100 кГц в момент дії імпульсу комутує досягне пікового значення через 2 мкс, то на частоті 50 кГц через збільшення індуктивності вдвічі при тому ж напрузі U0 - через 4 мкс. Потужність для обох варіантів залишається однаковою, оскільки характеризує її вираженні P=W/T (T=1/f - період частоти перетворення) і чисельник, і знаменник будуть змінюватися пропорційно. Але розміри магнитопровода трансформатора цих варіантів істотно відрізнятимуться: що вища частота, тим менше необхідний магнитопровод для однієї й тієї потужності. Аналогічно при незмінній індуктивності L і змінній напрузі U0 варіюватиметься часовий інтервал tON. протягом якого накопичується енергія в первинній обмотці трансформатора, тому що він обернено пропорційний відношенню U0 /L. Таким чином, енергія, що запасається в кожному імпульсі залишається постійною і не залежить від дестабілізуючих факторів. Радіоаматори, які бажають детальніше вивчити структурну схему, функціональний опис та особливості пристрою мікросхеми ЕУ10 можуть звернутися до довідника [4]. ДЖЕРЕЛА ЖИВЛЕННЯ НА МІКРОСХЕМІ КР1033ЕУ10 Схема пропонованого найпростішого варіанту ІІП. основа якого - ШІМ-контролер КР1033ЕУ10 (UC3842, КА3842), показано на рис. 2.
Основні параметри ІІП
Джерело напруги мережі, а також низькочастотний і високочастотний мережевий фільтр виконані аналогічно прототипу [2] і особливостей не мають, за винятком того, що елемент, що обмежує кидок струму при включенні ІІП, - терморезистор RK1 з негативним ТКС. При включенні його опір максимально, а потім у міру нагрівання під впливом струму, споживаного пристроєм, воно знижується. Це сприяє захисту мережевого діодного мосту VD1 від пошкодження у пусковому режимі. Щоправда, при швидкому повторному включенні ефективність такого захисту невисока. Дільник напруги R1 - R3 в ланцюзі підсилювача сигналу помилки забезпечує регулювання та стабілізацію вихідної напруги ІІП за допомогою первинного контуру регулювання. Резистор R6 забезпечує живлення мікросхеми в пусковому режимі, коли споживаний нею струм не перевищує 1 мА. Після включення ИИП випрямлену мережну напругу через обмежувальний резистор R6 надходить на конденсатор С11 фільтра ланцюга живлення мікросхеми. Коли напруга на конденсаторі досягне порогового рівня переходу мікросхеми в стан "включено" (типове значення - 16 В), спрацьовує компаратор і буде подано живлення на всі елементи ШІМ-контролера, після чого включається внутрішнє джерело зразкової напруги, потім - генератор комутуючих імпульсів та вихідний підсилювач. ІІП переходить із пускового в робочий режим, забезпечуючи живлення мікросхеми від допоміжної обмотки зв'язку трансформатора через діод VD5. Споживаний мікросхемою струм зростає до 11...17 мА. Якщо напруга в мережі знижується, поступово зменшуватиметься вихідна напруга ІІП та напруга живлення мікросхеми. Швидкість зниження вихідної напруги в сотні разів менша за вхідну через стабілізацію, проте настане момент, коли напруга живлення мікросхеми досягне порогового рівня переходу в стан "вимкнено" (типове значення - 10 В). Цієї миті спрацює компаратор і живлення від всіх елементів контролера відключиться. Різниця (6 В) між пороговими рівнями включення та вимикання мікросхеми (гістерезис напруги живлення) необхідна для запобігання безладній комутації ланцюгів живлення у пусковому режимі. Частоту проходження комутуючих імпульсів (робочу частоту перетворення на ІІП) визначають параметри ланцюга R5C8. Щоб частота перетворення відповідала розрахунковому значенню f = 30 кГц, може знадобитися підбір номіналів частотних елементів. Про те, як визначити необхідні значення частотоздатних елементів для іншої робочої частоти, буде розказано пізніше. Особливу увагу при конструюванні описуваного варіанта ІІП приділено забезпеченню шумової стійкості. Значною мірою загальну стійкість підсилювача сигналу помилки контролера, а отже, і ІІП визначають параметри ланцюга компенсації R4C5. Цієї ж мети служать такі елементи: діод VD2, що усуває викиди негативного щодо загального дроту живлення мікросхеми напруги на спаді комутуючих імпульсів; стабілітрон VD3. що обмежує "гострі" викиди позитивної напруги на фронтах комутуючих імпульсів; дросель L2 і струмообмежуючий резистор R7, що перешкоджають самозбудження комутувального транзистора на високій частоті. Значно підвищують стійкість підсилювача керамічні конденсатори С9 та С10, підключені безпосередньо до висновків 7 та 8 мікросхеми. На датчику струму - резисторі R11 - формуються пилкоподібні імпульси напруги для ланцюгів регулювання та захисту, пікове значення яких залежить від стокове струм комутувального транзистора. Амплітуда сигналу дорівнює 1 В при струмі стоку 3,7 А. Цим досягається надійний захист транзистора від пошкодження. Включений паралельно резистору оксидний конденсатор С13 значно послаблює комутаційні перешкоди, запобігаючи помилковому спрацюванню компаратора контролю струму. Цієї ж мети служить конденсатор С7. Конденсатор С6 коригує крутість пилкоподібної напруги на висновках 3 і 4 мікросхеми, значно послаблюючи високочастотні перешкоди, що також забезпечує необхідну стабільність контролера. Не менш ефективні заходи потрібні для зниження амплітуди перешкод, які у ІІП. Дуже велика роль цьому відводиться електростатичного екрану, встановлюваному на імпульсному трансформаторі. Сильні перешкоди також випромінює тепловідведення, на який встановлюють транзистор, що комутує, якщо тепловідведення не з'єднати із загальним проводом, а транзистор не ізолювати від нього слюдяною пластиною. Значні перешкоди породжують імпульсні струми, що протікають у провідниках, підключених до стоку транзистора, що комутує, і до вихідної обмотки. З метою їх ослаблення в описуваному ІІП транзистор з'єднаний з трансформатором коротким відрізком коаксіального кабелю, а друкований провідник, що з'єднує випрямний діод і вихідну обмотку, обраний мінімальної довжини та великого перерізу. Цілком очевидним є той чималий внесок у створення перешкод, який вносять комутаційні процеси, що виникають у момент включення та виключення транзистора. Наявність міжелектродної ємності сток-виток у польовому транзисторі, а також розподіленої ємності та індуктивності розсіювання в обмотках трансформатора призводить в момент вимкнення транзистора до виникнення на його стоку спочатку "гострого" викиду значної напруги, а потім експоненційно затухає. Частота заповнення цього сигналу, якщо не вживати спеціальних заходів, визначається індуктивністю розсіювання трансформатора та міжелектродною ємністю транзистора. Демпферний ланцюг VD4R10C12, включений паралельно накопичувальній обмотці трансформатора, пригнічує вільні коливання в цьому сигналі і "прив'язує" викид напруги до джерела живлення. Зазвичай у зворотноходових перетворювачах до стоку комутує транзистора підключають щодо загального дроту (витоку) ще додатковий конденсатор з послідовно-паралельно з'єднаним резистором і діодом або без них. Ці елементи не тільки ефективно пригнічують комутаційні процеси, але й сприяють зменшенню швидкості наростання напруги на стоку транзистора в момент його вимикання, перешкоджаючи тим самим небезпечному розсіюванню миттєвої потужності на транзисторі і переводячи поєднання максимального робочого струму і максимальної робочої напруги в безпечні режими роботи. У описуваному ІІП цю функцію успішно виконує дросель L3. Випрямлену вихідну напругу подають у навантаження через П-подібний фільтр, завдяки якому пульсації вихідної напруги знижуються до необхідного рівня. Конденсатор С17 з'єднує по високій частоті вихідні та вхідні ланцюги ІІП, ефективно послаблюючи створювані перешкоди та значно покращуючи електромагнітну сумісність ІІП з пристроями, підключеними до ланцюгів живлення. Креслення друкованої плати ІІП показано на рис. 3. Виготовлено її з однобічно фольгованого склотекстоліту товщиною 1,5 мм і в основному повторює конструкцію прототипу [2]. Виняток становлять залишені на платі великі ділянки з суцільною металізацією, що сприяють підвищенню стійкості до перешкод пристрою.
У пристрої застосовані недефіцитні деталі та елементи. Конденсатор С1 - К73-17 на номінальну напругу 630, С2, C3 - К15-5, С12 і С17 - К78-2 або К15-5 на номінальну напругу не менше 1000 В. Оксидний конденсатор С4 - К50-32. Його можна замінити вітчизняним К50-35Б або імпортним аналогом. У конденсаторів С9 та СТО - КМ-5 - висновки вкорочують до оптимального мінімуму та підпаюють безпосередньо до висновків 5,7 та 8 мікросхеми з боку друкованих провідників. Оксидний конденсатор С13 – К53-14 або інший танталовий, конденсатор С11 – К50-35. Оксидні конденсатори С14 – С16 – імпортні. Можна застосувати вітчизняні, але в них розміри дещо більші. Решта конденсаторів - будь-які керамічні на номінальну напругу не менше 50 В. Імпортний терморезистор SCK105, де перші три буквені символи позначають серію, четвертий і п'ятий цифрові символи вказують номінальний опір в омах при температурі 25 °С, а остання цифра свідчить про максимальний робочий струм в амперах, допустимо замінити вітчизняним з аналогічними параметрами. Усі резистори - ОМЛТ, за винятком імпортного резистора R11, який за габаритами приблизно відповідає вітчизняному ОМЛТ-1. Підстроювальний резистор R2 - СПЗ-38б. Випрямний міст КЦ405А (VD1) замінимо окремими діодами з допустимою зворотною напругою не менше 400 В і струмом не менше 1 А. Діод Д310 (VD2) з допустимим прямим струмом 0,5 А і зворотним напругою 20 В можна замінити сучасним з бар'єром Шотки якого пряме падіння напруги при максимальному струмі не перевищує 0,5 В. Стабілітрон (VD3) замінимо будь-яким іншим малопотужним з напругою стабілізації 16...18 В. , максимальну зворотну напругу 4 В та максимальний струм 257 А. Діод КД50Б (VD1000) замінимо на КД3А або інший з аналогічними параметрами. Випрямляючий діод КД220Б (VD5) з робочою частотою до 220 кГц витримує зворотну напругу 213 В і максимальний струм 6 А. Припустимо паралельне включення подібних діодів, розрахованих на менший струм, без резисторів струму. Можливе також використання сучасних діодів. Транзистор КП707В2 замінимо імпортними аналогами з максимальною напругою стік-витік не менше 700 В і допустимим струмом стоку не менше 4 А. Встановлюють його на тепловідведення з ефективною охолоджувальною площею 100...200 см2 через слюдяну пластину, покриту з двох сторін теплопровідн 8. Виведення стоку транзистора з боку друкованих провідників плати підключають до трансформатора коротким відрізком коаксіального кабелю зовнішнім діаметром близько 5 мм, попередньо просунувши центральну жилу через феритову трубку. На рис. 3 умовно показані початкова та кінцева точки підключення дроселя L3, але зображення відрізка кабелю не наведено. Щоб виключити додаткові перешкоди, обплетення кабелю слід з'єднувати із загальним дротом у строго визначених місцях: з одного боку - у безпосередній близькості від точки з'єднання діода VD4 і виведення 3 трансформатора, з іншого - у загальній точці нульового потенціалу R11C13. Феритову трубку приклеюють через ізолюючу прокладку до плати з боку друкованих провідників під елементами R11, С13. Промисловий дросель мережевого фільтра L1 можна замінити саморобним. Його намотують у два провідники МГТФ 0,35 на феритовому кільцевому магнітол ро воді 1500НМ-2000НМ зовнішнім діаметром близько 20 мм до заповнення. Дроселі L2 і L3 - відрізки трубок довжиною 5...7 і 10... 12 мм відповідно, з високочастотного фериту, що застосовуються в дроселях ДМ-1,0 та ін. Щоб отримати зазначені на схемі значення індуктивності, для дроселя L2 потрібно виток із дроту ПЕВТ 0,41, а для L3 - два витки. В авторському варіанті застосовані аналогічні імпортні вироби, при цьому потрібно по одному витку (наскрізний прохід) для кожного дроселя. Дросель L4 намотують на відрізку стрижня діаметром 10 і довжиною 35...40 мм із фериту 400НН. Його обмотка містить 30 витків дроту ПЕВ-2 1,5. Магнітопровід трансформатора Т1 збирають із двох половин Ш12x20x21 фериту М3000НМС2, що використовуються в телевізійних блоках живлення телевізорів 3(4)УСЦТ та ін, з немагнітним зазором на центральному стрижні 2,4 мм. Обмотки намотують на стандартному каркасі з контактними висновками, нумерація яких відповідає показаній на схемі. Їх виконують в такий спосіб. Спочатку намотують першу секцію первинної обмотки - 26 витків ПЕВТ 0,41 у два дроти. Її ізолюють двома шарами лакотканини завтовшки 0,05 мм. Поверх ізоляції намотують вихідну обмотку з 25 витків дроту ПЕВ-2 1,5. При цьому наявні на каркасі висновки 10, 12 і 14 видаляють, а як висновки використовують обмотувальний провід, пропускаючи його в прорізі між висновками 10 і 12, 12 і 14 відповідно. На схемі номера висновків умовно позначені 10а та 12а. Потім укладають два шари ізоляції і поверх неї намотують другу секцію первинної обмотки, що містить 44 витки. Останньою намотують допоміжну обмотку зв'язку з 12 витків дроту ПЕВТ діаметром 0,15...0,21 мм, рівномірно розподіляючи її по всій ширині каркаса і зверху покривши ще одним шаром ізоляції. Після склеювання феритових пластин трансформатора обмотки разом із магнітопроводом закривають електростатичним екраном з одного шару мідної фольги. Число витків в обмотках визначається магнітопроводом і немагнітним зазором, тому для іншого магнітопроводу їх слід перерахувати. ІІП підключають до мережі двопровідним кабелем, у розрив якого включають комутатор ПКн41 або тумблер ТВ2-1, а також запобіжник струм 2 А. Якщо при виготовленні трансформатора не порушено фазування обмоток та використані справні деталі, налагодження пристрою зводиться до встановлення вихідної напруги підстроювальним резистором R2. Застосування елементів частотозадаючого ланцюга R5C8 без попереднього відбору може призвести до незначного відхилення робочої частоти від розрахункового значення. Тип і номінали більшості елементів, що використовуються в ІІП, визначалися відповідно до результатів автоматизованого проектування, про яке йтиметься далі. ОСОБЛИВОСТІ ПРОЕКТУВАННЯ ЗВЕРТНОХОДОВОГО ІВП Можливо, описаний ІІП когось із радіоаматорів повністю задовольнить, і він його наважиться повторити, нічого при цьому не змінюючи. Але ймовірність такої події дуже мала: залежно від сфери застосування радіоаматорських інтересів, а вони завжди багатогранні, може знадобитися джерело, параметри якого значно відрізнятимуться від наведених. Тому в більшості практичних випадків знадобиться модифікація описаного пристрою та внесення до нього певних змін. Група компаній STMicroelectronics, що виробляють радіоелектронні компоненти, розробила та реалізує на світовому, в тому числі й російському ринку лінійку мікросхем під торговим найменуванням VIPer. He вдаючись особливо використовуваної абревіатури, відзначимо лише, що цей виріб - інтегральний варіант основного фрагмента ІІП, включаючи транзистор, що комутує, і ШІМ-контролер. За задумом розробників подібні мікросхеми мають значно полегшити працю проектувальників та експлуатаційників ІІП. Деяке (у 2...4 рази - залежно від обраної мікросхеми) збільшення вартості елементної бази VIPer-комутованого ІІП, порівняно з його дискретним виконанням, повністю компенсується можливостями автоматизованого проектування, а також швидкого відновлення працездатності простою заміною мікросхеми у разі виникнення несправності . Для автоматизованого проектування ІІП на основі VIPer-мікро-схем цією ж компанією розроблений програмний пакет VIPer Design Software, що вільно розповсюджується. Останню версію програми (v2.12) об'ємом 4 Мбайт можна завантажити з сайту розробника . Цей програмний пакет, що називається надалі DS (Design Software), можна успішно використовувати для проектування описаного варіанта ІІП на основі ШІМ-контролера UC3842. Зручний інтерфейс дозволяє виконати таке складне завдання за лічені хвилини. Перед використанням DS уточнимо деякі особливості проектування, пов'язані з вибором елементів та встановленням робочої частоти перетворення в ІІП. Необхідно пам'ятати, що в імпульсних зворотньоходових трансформаторах магнітопровід завжди виконаний з немагнітним зазором на центральному стрижні (керні). Йдеться про трансформатори з Ш-подібними пластинами, а також про сучасні KB (зарубіжний аналог RM) магнітопроводів [5, 6]. Звернемо також увагу на перевагу у використанні для імпульсних трансформаторів фериту, наприклад, марки М3000НМС-2, в назві якого є символ С. Це ознака здатності магнітопроводу з цього матеріалу працювати в сильних магнітних полях, що обумовлено, на відміну від інших, негативним температурним коефіцієнтом питомих втрат. Незважаючи на зниження ККД та погіршення електромагнітної сумісності трансформатора з іншими елементами, відмовитися від немагнітного зазору не можна. По-перше, в сильних магнітних полях зазор запобігає насичення магнітопроводу, і по-друге, при правильному виборі робочого режиму транзистора комутує наявність зазору виключає надмірне збільшення амплітудного значення імпульсів струму в його ланцюзі. Тому доводиться миритися з втратами та враховувати той факт, що інтенсивність випромінювання перешкод, пов'язаних з основною та вищими гармоніками робочої частоти перетворення, порівняно швидко зростає після 100 кГц. Звичайно, існують магнітні матеріали, в яких домени відокремлені один від одного немагнітною речовиною (наприклад, з магнітодіелектрика на основі молібденового пермалою марок МП-60, МП-140, МП-160, МП-250 та ін), в них зазор як би розподілений по всьому робочому об'єму магнітопроводу і тому, в принципі, можливе використання суцільних магнітопроводів без зазору. Друге джерело втрат в ІІП -зростає опір провідників обмотки внаслідок зменшення глибини проникнення поля на підвищених частотах. Тому зниження втрат, обумовлених цим явищем, обмотку бажано виконувати з кількох паралельних провідників, площа перерізу яких еквівалентна вихідної, зате бічна поверхня по периметру перерізу провідників у кілька разів більше. Точніше, збільшення бічної поверхні в цьому випадку пропорційно до кореня квадратного з числа паралельних провідників. Третє джерело втрат пов'язане з перемагнічуванням магнітопроводу. І, нарешті, останнє, четверте джерело втрат зумовлене необхідністю застосування різних резистивно-конденсаторних ланцюгів, що пригнічують перехідні комутаційні процеси, та обмеженою швидкодією використовуваних в ІІП радіоелементів - оксидних конденсаторів, польового транзистора, випрямляючих діодів. Несинусоїдальна (імпульсна) напруга на цих елементах і велика амплітуда струму (до кількох ампер) призводять до значної питомої ваги втрат у них. Всі ці втрати необхідно враховувати під час проектування ІІП за допомогою DS. Оскільки втрати в трансформаторі призводять до нагрівання його обмоток і магнітопроводу, для їх оцінки використовують один із критеріїв: або допустиме перевищення температури трансформатора без його примусового охолодження, яке зазвичай вибирають в межах 30...50 °С, або приймають питому вагу втрат 1 ...5% потужності трансформатора. Загальну ефективність роботи ІІП оцінюють виходячи з ККД. У найкращому разі його значення може досягати 92...95%, у гіршому - 60...65%. ВИБІР КОМУТУЮЧОГО ТРАНЗИСТОРА І ВИПРЯМНИХ ДІОДІВ Комутуючий транзистор без жодних розрахунків можна вибрати з багаторазовим запасом. А можна вирішити це завдання раціональніше. Як визначити ті параметри, яким повинен відповідати комутуючий транзистор залежно від технічних характеристик проектованого ІІП? На жаль, пакет DS прямо не відповідає на поставлене запитання. Тому спочатку розглянемо форму імпульсного напруги стоку транзистора Uc (рис. 4).
Відповідно до вихідних даних при номінальній напрузі в мережі 220 В на виході мережного випрямляча, без урахування падіння напруги на випрямних діодах і терморезисторі, отримаємо [7] U0 = 220√2 =310 В. Крім того, на стоку транзистора є деяка додаткова до випрямленої мережевої напруги Uдоп. У зарубіжній літературі та DS його називають UR (reflected - відбитий, наведений). Як показують результати пробного проектування кількох варіантів імпульсних трансформаторів, його значення завжди виявляється дуже близьким до пропонованого в DS за замовчуванням 80 В. Покажемо, як визначити реальне значення додаткової напруги. Напруга на індуктивності прямо пропорційна швидкості зміни струму в ній: U = L?I/?t або U??t = L?I. Оскільки зміни струму при включеному і вимкненому транзисторі для процесу, що встановився, однакові, то рівні площі прямокутників, позначених S+ і S- на рис. 4. Обчислюючи їх площі, отримаємо рівняння Uo·D·T = Uдоп(1-D)T або після перетворень Uдоп = Uo·D /(1-D). З іншого боку, відповідно до геометричної інтерпретації процесу передачі енергії вихідна напруга на вторинній обмотці - трансформована додаткова напруга на первинній обмотці: Uдоп = k·Uвих, де до = wl/wвих - коефіцієнт трансформації (wl, wвих - число витків первинної та вихідний обмоток відповідно). Строго кажучи, припущення про те, що кожна порція енергії, що відбирається в першому такті від мережі, без залишку передається в навантаження в другому такті, як це показано на рис. 4 суцільною лінією, і при цьому передача закінчується точно в момент включення транзистора, певною мірою є умовним. Реально ІІП можуть працювати у двох режимах: у режимі безперервного магнітного потоку та у режимі переривчастого потоку. Насправді це означає, що й до моменту включення коммутирующего транзистора струм в обмотках дорівнює нулю, такий режим відповідає режиму переривчастого потоку. В іншому випадку має місце режим безперервного потоку. На рис. 5 показані діаграми напруги та струму в елементах ІІП: Uc - напруга на стоку транзистора; lс - струм стоку комутувального транзистора; lw вих - струм у вторинній обмотці; UH – напруга на навантаженні.
Режиму безперервного струму відповідає рис. 5,а. Його головна особливість полягає в тому, що транзистор включається за деякого струму стоку. Гідність режиму - найменший у порівнянні з іншими режимами піковий струм в елементах ІІП та найменші пульсації вихідної напруги. Якщо при зниженні напруги до мінімуму можливе збільшення коефіцієнта заповнення імпульсів понад 50 %, DS попереджає користувача про необхідність внесення коректив до розрахунків. Пов'язано це з особливостями намагнічування магнітопроводу в однотактному імпульсному режимі та можливістю збільшення амплітуди струму стоку транзистора понад допустиму межу. Режим переривчастого струму показано на рис. 5, ст. Після завершення процесу передачі енергії діод закривається. В обмотках зі спаду імпульсної напруги виникають затухаючі вільні коливання. Цей режим характеризується найбільшою амплітудою струму в елементах ІІП та максимальними пульсаціями вихідної напруги. Оптимальним є перехідний між двома названими режим, показаний на рис. 5,б. Програма DS дозволяє проконтролювати амплітуду, форму струму та напруги на транзисторі, а також визначити режим роботи спроектованого ІІП та значення коефіцієнта заповнення імпульсів при будь-якій можливій напрузі мережі. Чималу добавку до діючого на стоку транзистора напруги вносить індуктивність розсіювання (DS позначена Leakage Inductance). Вона безпосередньо пов'язана з полями розсіювання у трансформаторі. Під час дії комутувальних імпульсів, коли відкрито транзистор, енергія акумулюється не тільки в накопичувальній обмотці, але і в індуктивності розсіювання. При вимиканні транзистора ця енергія призводить до виникнення з його стоку додаткового викиду напруги, показаного на рис. 4 пунктирною лінією. Для його обмеження застосовують демпферні ланцюги. У програмі DS можна вибрати або резистивно-конденсаторний ланцюг (RC Clamper) або на обмежувальному стабілітроні (Transil Clamper). Розрахунок індуктивності розсіювання і пов'язаного з нею викиду напруги - дуже складне завдання, оскільки при цьому необхідно враховувати індуктивність та міжвиткову динамічну ємність обмоток, немагнітний зазор у магнітопроводі трансформатора, секціювання обмоток, конструктивні параметри їх виконання та багато інших факторів. У програмі DS використовується деяке усереднене значення індуктивності розсіювання, яке користувач може змінювати примусово. Рівень обмеження викиду напруги у кожному конкретному випадку проектування ІІП можна проконтролювати у вікні Waveform (осцилограма) та врахувати при виборі транзистора за максимально допустимою напругою сток-витік. Вибір випрямного діода в DS не становить жодної складності. У вікні OUT (вихід) наводяться необхідні відомості про його параметри: прямий та зворотний струм, пряме падіння та максимально допустима зворотна напруга. АВТОМАТИЗОВАНЕ ПРОЕКТУВАННЯ ЗВОРОТНОХОДОВОГО ІВП Отже, вмикаємо комп'ютер і запускаємо програму DS. На кілька секунд на екрані монітора з'являється заставка, потім відкривається вікно (мал. 6). За промовчанням програма завантажує проект-"заготівлю" під назвою "Default.vpa".
Підводимо курсор "миші" до блакитної екранної кнопки Input (вхід), і на екрані монітора з'являється підказка: Edition of AC Line Parameters (редагування параметрів мережі змінного струму). Натискаємо кнопку. На моніторі з'являється вікно Input Parameters (вхідні параметри), показане на рис. 7.
У розділі Line Frequency (частота мережі) встановлюємо 50 Гц, в розділі АС Input Range (інтервал вхідної змінної напруги) за допомогою движка, або після встановлення курсору у відповідне вікно – набором з клавіатури, – встановлюємо Minimum Voltage (мінімальна напруга) та Maximum Voltage (максимальна напруга), перше -з точністю 5 В, друге -10 В. Встановити будь-яку напругу з клавіатури можна з точністю 1 В. Для більшості пристроїв вважають допустиму зміну напруги мережі -10...+5% від номіналу або після округлення у бік збільшення інтервалу - 195...240 В. Можна задати інтервал і дещо ширше, але в жодному разі не варто залишати його встановленим за замовчуванням, оскільки чим він більший, тим жорсткіші вимоги пред'являються до використовуваної елементної бази. Потім у цьому вікні переходимо до розділу Input Ripple (амплітуда пульсацій вхідної напруги) і встановлюємо його необхідне значення. Від цього параметра залежатимуть ємність конденсатора фільтра мережного випрямляча і амплітуда пульсацій вихідної напруги, що в свою чергу залежать і від струму навантаження, і від ємності вихідного конденсатора фільтра. Прийнятне значення пульсацій - 10...30 В. Встановлюємо 30 В і натискаємо на кнопку Done - виконано (кнопкою Cancel можна при необхідності скасувати внесені зміни). Вікно Input Parameters автоматично закриється, і система вносить деякі корективи: наприклад, зміниться ємність конденсатора фільтру мережного випрямляча. На наступному етапі проектування приступаємо до встановлення робочої частоти перетворення та попереднього вибору комутувального транзистора, для чого натискаємо кнопку VIPer. У вікні VIPer and Regulation Parameters (VIPer і параметри регулювання) (мал. 8) у вікні Select your VIPer (виберіть VIPer) викликаємо випадаючий список виробів і вибираємо VIPer 100А. Тепер трохи нижче за його назви будуть виведені основні параметри: Rdson: 2,8 Ohm (опір ділянки сток-витік у включеному стані); Idlim: 3,0 А (граничне значення струму стоку); Vdmax: 700 V (максимальна напруга стоку). У розділі Around VIPer ("навколо" VIPer) значення Reflected Voltage (відбита напруга) залишаємо виставленою системою, Swiching freguency (частота перемикання) встановлюємо рівною 30 кГц. Це дозволить зменшити втрати та обійтися без дефіцитних деталей, хоча для мінімізації розмірів трансформатора краще використовувати більш високу частоту – аж до 100 кГц. Розділ Regulation (регулювання) залишається неактивним і його не редагують. Це можна зробити лише після введення вторинного контуру регулювання. Натискаємо кнопку Done (виконано). Вікно автоматично закриється.
Після цього переходимо до зеленої кнопки Out (вихід). У вікні Parameters Main Output (параметри основного джерела вихідної напруги) (рис. 9) переходимо до редагування розділу Output Power (вихідна потужність): у вікні Voltage (напруга) встановлюємо 27 В; у вікні Current (струм) набираємо 3 А; у вікні Minimum Current (мінімальний струм) залишаємо виставлене програмою 0 мА, що передбачає можливість роботи в режимі холостого ходу.
Далі редагуємо розділ Output Туре (вихідний фільтр). Можна залишити за замовчуванням Self П-подібний LC-фільтр. Якщо вибрати Direct (фільтр - конденсатор, включений паралельно до навантаження), може знадобитися конденсатор дуже великої ємності. У разі вибору Vreg (регулятор напруги) на виході буде встановлений додатковий інтегральний лінійний стабілізатор напруги. У цьому випадку необхідно вказати значення Dropout (падіння напруги на стабілізаторі). Є можливість вибору Standart (стандартне), Low Dropout (низьке) та Semi-Low Dropout (середнє). Залишаємо вихідний фільтр Self. Переходимо до редагування значення пульсацій вихідної напруги - розділу Output Ripple: у вікні First Cell Ripple (пульсації на першому ступені) встановлюємо 0,3, Second Cell Ripple (пульсації на другому ступені) - 0,1 В. Після всіх перерахованих маніпуляцій натискаємо кнопку Apply (застосувати). Програма відразу ж розрахує параметри елементів вихідного ланцюга і представить результати розрахунків для випрямного діода: Vdrop: 906 mV - пряме падіння напруги, Vrmax: 150 V - максимальна зворотна напруга (на жаль, програмний дефект промальовки, що має місце на момент написання статті, дозволяє побачити тільки верхню частина пікселів зазначеного елемента), Ploss: 3 W – втрати на діоді; Specification Max@125 °С - параметри діода STPR520 за вказаної температури: Vf: 990 mV - пряме падіння напруги, If: 5 А - допустимий прямий струм, Vr: 200 V - гранична зворотна напруга; Ir: 50 uA @ 25 °С - максимальний зворотний струм за вказаної температури. За довідником обираємо близький вітчизняний аналог КД213Б. Слід звернути увагу на те, що через форму імпульсної напруги, що дуже сильно відрізняється від меандру, випрямний діод, беручи участь у формуванні порівняно низької напруги 27 В, відчуває на собі значно більшу зворотну напругу - близько 150 В, - і враховувати цей факт при вибір діодів. Після завершення цього етапу проектування натискаємо кнопку ОК відкритого вікна Parameters Main Output, після чого воно закривається. І останній етап проектування пов'язаний із редагуванням параметрів імпульсного трансформатора. Натискаємо на сіру кнопку Transformer, після чого з'явиться вікно Transformer Design (проектування трансформатора), показане на рис. 10.
Вікно містить два головні розділи: Transformer Parameters (параметри трансформатора) та Transformer Outlook (вихідні дані трансформатора), вміст яких відповідає трансформатору, типорозмір якого вказаний у розділі Core Size (розмір магнітопроводу). Програма використовує магнітопровід мінімально допустимого розміру, відповідно до обраного за умовчанням критерію для оцінки втрат Temperature Increase (перевищення температури) у розділі Core Selection Criteria. Навпаки цього критерію виставлено прапорець, в одному рядку з яким вказані даа його значення: Target 40 ° С (допустиме) і Actual 34,8 ° С (дійсне). При цьому значення неосновного критерію Dissipated Power (розсіювана потужність) відповідають Target 2%, Actual 2,2%. Останнє, що перевищує встановлену норму, виведено у вікні на червоному тлі. Якщо вибрати основним другий критерій (переставити прапорець навпроти його найменування), а потім натиснути на кнопку Apply, відразу зміниться параметри трансформатора У вікні Geometry розділу Core Size наведено розміри кожної пластини в наступному порядку: ширина/висота/товщина Е36/18/11 Е serie (геометрія для серії Е - зарубіжного аналога Ш-подібних пластин). Майже самі розміри має вітчизняний аналог Ш 10x10. Якщо ви його використовуватимете, можете переходити до наступного розділу. Якщо ж такого магнітопроводу немає, а є Ш12x20x21 з фериту марки М3000НМС2, що використовується в блоках живлення телевізорів 3(4)УСЦТ та інших, необхідно перерахувати параметри трансформатора. Для цього в розділі Core Size встановлюємо прапорець у вікні Fixed (зафіксовано) і натискаємо кнопку Edit (редагувати), після чого з'явиться вікно Core Size (мал. 11).
Форму магнітопровід Е serie залишаємо без зміни (при необхідності в цьому ж вікні можна вибрати з пропонованого списку інший магнітопровід, наприклад, серії RM10). Далі у вікні Geometry підбираємо типорозмір, близький до наявного Е42/21/20. Натискаємо кнопку ОК, після чого вікно Core Size закриється. Тепер у розділі Core Size можна прочитати параметри вибраного магнітопроводу: Ае 236 мм2 (площа перерізу); Le 98 мм (середня довжина магнітної лінії); Lm 85 мм (середня довжина витка); W 200 мм2 (площа перерізу вікна); Ve 23100 mm3 (обсяг магнітопроводу). Звернемо увагу: після збільшення розмірів зник червоний транспарант, що відповідає неосновному критерію Dissipated Power - раніше його значення Actual 2,2% перевищувало необхідне, а тепер увійшло до норми і становить 1,4%. Переходимо до вмісту розділу Core Material (матеріал магнітопроводу). За замовчуванням програма пропонує: Туре N27, Supplier SIEMENS (ферит марки N27 фірми SIEMENS). Порівнюючи його параметри з характеристиками вітчизняних феритів М3000НМС2, наведеними в довіднику [8], відзначимо їхній гарний збіг. Якщо доведеться використовувати якийсь інший ферит, слід встановити прапорець у вікні User Defined (визначено користувачем) і натиснути на кнопку Edit, після чого з'явиться вікно Transformer Core Material (матеріал магнітопроводу трансформатора), показане на рис. 12.
У ньому є можливість вибору виробника та марки фериту, параметри якого виводяться у цьому вікні. Важливо відзначити, що який би ферит ви не обрали, значення параметра Primary Inductance (індуктивність первинної обмотки) (див. рис. 10) залишається незмінним. Звернімося до розділу Transformer Outlook (вихідні параметри трансформатора), де наведено відомості про обмотки трансформатора. Тепер їх можна переписати (або надрукувати на принтері, така можливість є) і приступити до практичного виконання. Деякі похибки розрахунку, як і будь-який інший фактор, що дестабілізує, будуть пронівелювані вузлами автоматичного регулювання ШІМ-контролера, але це зменшить запас стійкості ІІП на інші обурювальні впливи. Тому все ж таки краще не поспішати і відкоригувати результати автоматизованого проектування, максимально наблизивши їх до реальних. КОРЕКТУВАННЯ РЕЗУЛЬТАТІВ ПРОЕКТУВАННЯ Знову звернемося до вікна Transformer Design, показаному на рис. 10. У розділі Wire Selection Parallel Conductors (вибір паралельних провідників в обмотці) залишимо встановлений програмою за замовчуванням прапорець на пункті Single Wire (одинний провідник), що відповідатиме використанню одинарних провідників в обмотці. Якщо вибрати пункт //Wires (паралельні провідники) та у відповідному вікні виправити встановлені системою 10 провідників на інше передбачуване їхнє число, залежно від робочої частоти програма перерахує обмотки трансформатора з новими вихідними значеннями. Є можливість використовувати провідники одного діаметра для всіх обмоток. Для цього достатньо поставити галочку у вікні Single Diameter і натиснути на клавішу Apply. Ми обмежимося використанням одинарних провідників різного діаметра. Тепер у розділі Transformer Outlook можна прочитати довідкову інформацію за всіма обмотками: Input AWG20 75Т 1W (первинна - провід № 20 за стандартом AWG, 75 витків одинарного дроту), Auxiliary AWG42 13Т 1W (допоміжна - провід № 42, 13 ) 13 26Т 1W (вихідна - провід № 13, 26 витків). Щоб дізнатися діаметр дроту в міліметрах, слід зайти до розділу AWG Detalls і натиснути на одну з трьох кольорових кнопок, колір яких відповідає кольору обмоток. У заголовку AWG Detalls з'являється відповідна назва обмотки, а нижче - її геометричні та електричні параметри. Наприклад, для допоміжної обмотки (Aux) Ø64 um Iso 76 um; Rdc=6,9 R; Rac = 6,9 R (діаметр - 64 мкм = 0,064 мм, з ізоляцією - 0,076 мм; опір по постійному струму - 6,9 Ом; опір по змінному струму - 6,9 Ом). У розділі Transformer Usage (використання трансформатора) наведено основні норми, що характеризують деякі резерви, які мають бути забезпечені під час проектування трансформатора. До таких відносяться Window Factor Utilisation (коефіцієнт заповнення перерізу вікна), який за замовчуванням не повинен перевищувати 80%, і Bsat Margin (запас максимальної індукції в магнітопроводі) щодо індукції в режимі насичення Bsat 380 mT - не менше 25%. Розрахункове значення магнітної індукції Flux Density 116 mT становить всього близько 30 % від максимально можливого, тобто запас дорівнює 70%, і вимоги щодо запасу, що пред'являються, виконуються. Така низька магнітна індукція обумовлена вказаним тут немагнітним зазором Air Gap, рівним 2,28 мм. Відповідно до алгоритму проектування, програма обчислила, що індуктивність первинної обмотки Primary Inductance при цьому повинна становити 0,73 мГн. Але якщо критично підходити до результатів проектування, необхідно наперед враховувати похибку у розрахунках. У довідниках з виробів з фериту вказано, що їх електромагнітні параметри можуть відрізнятися від значень, що наводяться на ±25%. Тому краще не покладатися на волю випадку і не перевантажувати комплекс факторів, що дестабілізують, додатковими збурюючими впливами, а виконати коригування результатів проектування. Належить це, перш за все, до індуктивності первинної обмотки трансформатора. Оскільки при розробці ІІП у розпорядженні радіоаматора може бути магнітопровід з немагнітним зазором, який відрізняється від розрахункового. Ця обставина також вказує на необхідність урахування реальної індуктивності первинної обмотки. Відомі математичні формули не дозволяють з високою точністю розрахувати індуктивність первинної обмотки, оскільки вони погано враховують сильний вплив немагнітного зазору на ефективну магнітну проникність матеріалу магнітопроводу. Тому найпростіше намотати на наявний магнітопровід пробну обмотку з числом витків wпроб. виміряти її індуктивність Lпроб, а потім розрахувати число витків w, необхідне для заданої індуктивності L: w = wпроб√ L/L проб. Вочевидь, що індуктивність обмотки дуже слабко залежить від діаметра провідника. Може статися так, що у розпорядженні радіоаматора не виявилося необхідного системою сортаменту обмотувальних проводів, але є набір проводів іншого діаметра, який можна використовувати для виготовлення трансформатора. Наприклад, для первинної обмотки програма рекомендує використовувати провід діаметром 0,812 мм. Причому на частоті перетворення 30 кГц вам не вдасться змусити програму перейти на паралельні провідники. Тим не менш, у більшості імпульсних трансформаторів телевізійних блоків живлення обмотки виконують з декількох паралельних провідників. Виконаємо цю операцію поза автоматизованою системою проектування. З умови рівності бічної поверхні, прирівнюючи довжину кола одинарного та паралельних провідників, визначимо їх діаметр: d2 = d1/2 -0,41 мм. Індуктивність первинної обмотки трансформатора, що містить 26 витків з двох провідників ПЕВ-2 0,41, намотаних на магнітопроводі з пластин трансформатора Ш12x20x21 з немагнітним зазором на центральному стрижні 2,4 мм, дорівнювала 103 мкГн. Щоб отримати необхідну індуктивність 730 мкГн, обмотка повинна складатися приблизно з 70 витків. Пропорційно відкоригуємо рекомендовані програмою інші обмотки: w2 = (70/75) · 13 -12 витків; wвиx = (70/75) · 26 - 24 витка. Реальна індуктивність первинної обмотки трансформатора, виготовленого відповідно до наведених параметрів, приблизно дорівнює 770 мкГн, що добре узгоджується з розрахунком. Для вихідної обмотки програма рекомендує використовувати провід діаметром 1,8 мм, при цьому опір по постійному струму становитиме 25 мОм, а по змінному - 38 мОм. На жаль, у розпорядженні автора не знайшлося необхідного дроту, тому його довелося замінити наявним іншим діаметром - 1,5 мм. Неминуче збільшення опору обмотки та відповідне зниження вихідної напруги доведеться компенсувати збільшенням числа витків 25. Значний запас розрахункового перевищення температури трансформатора (15,5 °С проти допустимих 40 °С) дає право сподіватися на справедливість такого коригування. Завершуючи розрахунок трансформатора, визначимо додаткову напругу Uдоп = (70/25) · 27 = 75,6, а з урахуванням ККД - 81,6, що дуже близько до встановленого програмою, і тому до вікна VIPer (див. рис. 8 ) можна не повертатися. Переходимо до вибору транзистора, що комутує. На панелі інструментів DS натискаємо кнопку Waveform (осцилограма), після чого відкриється вікно, показане на рис. 13, в якому можна одночасно спостерігати на вибір до чотирьох різних параметрів ІІП.
Залишаємо пропоновані системою два вікна для перегляду осцилограм, і в першому вікні виведемо залежність Idrain = f(Vin)@Рmах (залежність струму стоку від вхідної напруги при максимальній споживаній потужності), а в другому - Vdrain = f(Vin)@Pmax (залежність напруги на стоку від вхідної напруги при максимальній споживаній потужності). Змінюючи за допомогою движка на лінійці прокручування вхідну напругу, можна дослідити характер трансформування зазначених параметрів. З цих діаграм можна зробити такі висновки: при всіх допустимих змінах мережної напруги та параметрів навантаження проектований ІІП працює в режимі переривчастих струмів - додатково про це свідчить напис у правому верхньому куті вікон з осцилограмами; амплітуда струму стоку комутувального транзистора при максимальній напрузі мережі становить 2,7 А; при мінімальній напрузі амплітуда струму залишається незмінною, а коефіцієнт заповнення комутуючих імпульсів збільшується від 0,18 до 0,24; максимальна напруга на стоку транзистора (при максимальній напрузі мережі) досягає 640 В. Отримані результати дозволяють зробити висновок про те, що для проектованого ІІП допустимо використовувати польовий транзистор КП707В2 або інший, у якого максимальне значення стоку струму становить 4 А, а максимальна напруга сток-витік - 700 В. Щоб отримати результати автоматизованого проектування ІІП, достатньо на панелі інструментів DS (див. рис. 6) натиснути на кнопку BOM (Bill Of Materials - перелік елементів), після чого з'явиться вікно ВОМ List (рис. 14). Якщо список елементів потрібно вивести на друк, натисніть кнопку Print.
Нагадаємо, що розрахунок проведений для VIPer-ком мутованого ІІП, а насправді він зібраний на основі ШІМ-контролера UC3842. Незважаючи на всі їх схожість і подібність, є все ж таки значна відмінність, яку ігнорувати в жодному разі не можна. Пов'язано воно з тим, що в першому випадку частотозадавальний резистор підключений безпосередньо до джерела живлення мікросхеми +15, а в другому - до внутрішнього джерела стабілізованої напруги +5 В. Тому для того, щоб забезпечити необхідну частоту комутувальних імпульсів f = 30кГц при середньому значенні коефіцієнта заповнення D = (0,18 + 0,24) / 2 = 0,21, необхідно відкоригувати номінали частотозадаючого RC-ланцюга. Частота генератора у мікросхемі UC3842 визначається залежно від номіналів RC-ланцюга співвідношенням f-1,72/RC. Час tOFF, протягом якого комутуючий транзистор залишається вимкненим (див. рис. 1), пов'язане з періодом імпульсів Т та коефіцієнтом заповнення D рівністю tOFF = T(1-D). З іншого боку, цей час також визначається параметрами RC-ланцюга: tOFF = RCIn[(0,00063R-2,7)/(0,00063R-4)]. Підставляючи ці формули, а потім потенціюючи останню рівність, отримаємо рівняння R = {2,7-4exp[(1-D)/1,72]}/ /{0,00063[1-exp[(1-D)/1,72 ,XNUMX]]}. Виходячи з необхідного середнього коефіцієнта заповнення D = 0,21, отримуємо R = 9,889 кОм та С = 5798 пФ. Можливо, пробне включення ІІП покаже, що вони потребують деякого коригування Щоб виключити значне відхилення частоти та коефіцієнта заповнення комутуючих імпульсів від розрахункових, рекомендую за допомогою цифрового вимірювального приладу відібрати резистор та конденсатор з необхідними значеннями. Розроблений пристрій можна удосконалити, наприклад, додати синхронізацію робочої частоти ШІМ-контролера зовнішнім джерелом імпульсної напруги, дистанційне відключення ІІП, вторинний контур регулювання вихідної напруги та "м'який" запуск, використовувати молібден-пермалоєві, а також сучасні магнітопроводи ГАММАТ. література
Автор: С.Косенко, м.Воронеж
Машина для проріджування квітів у садах
02.05.2024 Удосконалений мікроскоп інфрачервоного діапазону
02.05.2024 Пастка для комах
01.05.2024
▪ Портативна камера, яка бачить поляризоване світло ▪ Американський робот пройшов 23 км 335 м ▪ Телефони Apple зможуть падати як кішки ▪ MATSUSHITA починає розкручування DVD-RAM ▪ Нові світлодіоди серії LM281D+ від Samsung
▪ розділ сайту Мікроконтролери. Добірка статей ▪ стаття Таратачка для саду Поради домашньому майстру ▪ стаття Де мешкають мурахи, які вміють рахувати кількість пройдених кроків? Детальна відповідь ▪ стаття Толокнянка звичайна. Легенди, вирощування, способи застосування ▪ стаття Світлодіодний ліхтарик та його доопрацювання. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Самонадувна кулька. Секрет фокусу
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page