|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Поліпшення технічних характеристик радіоприймачів. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Радіоприйом Використовуючи кварцові фільтри метрового діапазону, діоди Шотки та потужні ВЧ-транзистори, можна значно покращити такі параметри приймачів, як лінійність та селективність по дзеркальному каналу. Описуються вісім способів удосконалення радіоприймачів, у тому числі вибір високої проміжної частоти, використання роздільних АРУ та посилення, застосування двотактних УРЧ, використання каскадів для подвійних балансних перетворювачів частоти з діодами Шотки та оптимальне розподілення АРУ по каскадах приймача. Незважаючи на те, що радіоприймачі почали розроблятися на зорі електронної техніки, все ж таки існують шляхи їх подальшого вдосконалення. Такі нові компоненти як кварцові фільтри, що працюють у діапазоні метрових хвиль, pin-діоди та потужні високочастотні транзистори, дозволяють відійти від деяких укорінених концепцій та розробити приймачі з меншими спотвореннями, кращою селективністю по дзеркальному каналу та високою лінійністю. Особливо відчутні переваги при цьому можна реалізувати в діапазоні 2-30 МГц, проте багато пропонованих способів застосовні і до приймачів, що працюють на інших частотах. Першим кроком у розробці приймального пристрою є складання структурної схеми, де для кожного блоку відзначаються очікувані коефіцієнти шуму і втрати (втрати також є джерелами додаткових шумів). Це дозволяє розрахувати коефіцієнт шуму всього приймача. Так, наприклад, у блок-схемі приймача, показаної на рис. 1 коефіцієнт шуму, визначений шляхом підсумовування шумів і втрат, становить 8 дБ.
Коефіцієнт шуму всього приймача визначається підсумовуванням коефіцієнтів шуму, коефіцієнтів посилення та втрат (у децибелах) окремих каскадів. Для отримання широкого динамічного діапазону коефіцієнт посилення повинен мати мінімальне значення, необхідне компенсації втрат. Кожен каскад необхідно оптимізувати з точки зору динамічного діапазону та коефіцієнта шуму. Максимальний динамічний діапазон виходить, якщо коефіцієнти посилення ВЧ і ПЧ-каскадів мають мінімальну величину, необхідну для компенсації втрат. Як видно зі структурної схеми, втрати, що становлять 0,5 дБ у вхідному ланцюгу та атенюаторі АРУ, 6,5 дБ у перетворювачі частоти та 4,5 дБ у фільтрі ПЧ, компенсуються посиленням близько 11 дБ у підсилювачі ВЧ. Необхідно зауважити, що другий перетворювач частоти найбільш чутливий до перевантажень, так як мінімальна смуга пропускання кварцового фільтра становить ±3,5 кГц, і, отже, у цьому каскаді високі напруги концентруються у вузькій смузі частот. Після вибору основних параметрів структурної схеми розробник може перейти до проектування окремих каскадів. Саме цьому етапі можна реалізувати переваги нових компонентів. Розглянемо послідовність способів удосконалення приймача. 1. Для отримання кращої селективності по дзеркальному каналу проміжна частота повинна бути вище діапазону частот, що приймається. У минулому в приймачах з подвійним або потрійним перетворенням кожна відповідно з двох або трьох проміжних частот була нижчою за частот прийнятого діапазону, а селективність приймача визначалася головним чином ланцюгами, що працюють на найнижчій проміжній частоті (часто 455 кГц). Це тим, що компоненти могли забезпечити необхідну селективність тільки на низьких проміжних частотах. Однак при низькій першій проміжній частоті ускладнюється проблема ослаблення перешкод дзеркального каналу. Частоти перешкод, що діють на вході, після перетворювача, до якого підведено напругу гетеродина, можуть потрапити у смугу пропускання УПЧ. У разі проміжної частоти 1 МГц ослаблення перешкоди дзеркального каналу, хоча воно й становить 80 дБ на нижчій частоті прийому (2 МГц), знижується на частоті 30 МГц до 30 дБ. Наприклад, у разі прийому сигналу з частотою 30 МГц перешкода по дзеркальному каналу має частоту 32 МГц, близьку до частоти сигналу, що приймається і не може бути достатньою мірою ослаблена вхідним фільтром. У той же час при прийомі на частоті 2 МГц частота перешкоди 4 МГц в два рази вище за вхідну частоту, що забезпечує хорошу селективність по дзеркальному каналу. Для ослаблення перешкод дзеркальним каналом, що мають частоти, близькі до прийнятих, розробники намагалися використовувати в преселекторах стежать смугові фільтри, що збільшувало вартість приймача. Гетеродин повинен перебудовуватися в діапазоні, що дорівнює ширині діапазону частот вхідних сигналів. Так, у приймачі з діапазоном 2-30 МГц коефіцієнт перекриття діапазону гетеродином має становити 1:15. При такому коефіцієнті перекриття можуть бути потрібні складні механічні пристрої, що забезпечують точне сполучення налаштувань контурів вхідного сигналу і гетеродина. Використовуючи в каскадах УПЧ кварцові фільтри діапазону метрових хвиль (30 - 120 МГц), що випускаються в даний час, можна вирішити вищезазначені проблеми. Вибравши проміжну частоту вище за частот робочого діапазону, можна в приймачі з діапазоном 2-30 МГц використовувати еліптичний фільтр нижніх частот з частотою зрізу, наприклад, 31 МГц. У цьому випадку перешкоди з частотами вище робочого діапазону послаблюються на 80 дБ, а селективність по дзеркальному каналу не залежить від частоти сигналів, що приймаються. Той самий фільтр забезпечить ослаблення випромінювання гетеродина, що дозволяє розташовувати кілька приймачів на близькій відстані один від одного. Коли проміжна частота дорівнює, наприклад, 40 МГц, гетеродин повинен перекривати діапазон 42-70 МГц (у приймачі з діапазоном 2-30 МГц); отже, коефіцієнт перекриття не перевищує 1:2. При цьому значно спрощується конструкція гетеродина і зменшується ймовірність того, що взаємодія гармонік гетеродина з вхідними сигналами в перетворювачі частоти призведе до утворення перешкод, що потрапляють у смугу пропускання приймача. 2. Використання окремих каскадів для АРУ і посилення з метою зменшення спотворення. У минулому електронні лампи використовувалися одночасно і для посилення, і АРУ. Однак через нелінійність лампових характеристик під час надходження напруги АРУ виникали інтермодуляційні спотворення. Те саме має місце і при використанні біполярних і польових транзисторів. Якщо посилення і АРУ здійснювати в окремих каскадах, можна забезпечити оптимальний режим кожного їх. Так, наприклад, для АРУ можна використовувати атенюатор на pin-діодах. включений між вхідним фільтром нижніх частот та ВЧ-підсилювачем, як показано на рис.1. Діодний атенюатор повинен мати постійні вхідні та вихідний імпеданси, тому що в іншому випадку будь-яка зміна імпедансу навантаження призведе до зміни характеристик фільтра, а зміна імпедансу джерела, що працює на підсилювач, викличе в ньому зміну шумів та спотворень. На рис. 2 показаний атенюатор, що є звичайним подвійним T-містом на pin-діодах. Вхідний та вихідний імпеданси такого атенюатора підтримуються незмінними. З цією метою використовується диференціальний підсилювач, який забезпечує відповідний перерозподіл струмів у висновках атенюатора (сума колекторних струмів має бути незмінною).
3. Використання двотактних підсилювачів ВЧ на потужних транзисторах з глибоким зворотним зв'язком для зменшення спотворень У більшості приймачів старого типу лише деякі лампи вважалися досить лінійними для застосування у вхідних підсилювачах у режимі класу А. Розробники використовували властивості цих ламп для отримання малих інтермодуляційних спотворень. В даний час випускаються потужні лінійні високочастотні транзистори, які, працюючи в режимах з великим постійним струмом при сильному зворотному зв'язку по струму та напрузі (що рідко використовується на практиці), можуть забезпечити лінійність навіть кращу, ніж лампи. На рис. 3 показано схему такого підсилювача, зібраного на потужних лінійних транзисторах діапазону дециметрових хвиль.
Двотактний підсилювач послаблює продукти нелінійності другого порядку на 40 дБ щодо однотактного. Коефіцієнт посилення залежить від глибини зворотного зв'язку та у варіанті рис. 3 дорівнює 11 дБ. Введення зворотного зв'язку зменшує коефіцієнт посилення на 40 дБ за одночасного розширення динамічного діапазону. В підсилювачі використовуються три типи зворотних зв'язків: зворотний по струму здійснюється за допомогою емітерного резистора 6,8 Ом без конденсатора, що шунтує; резистор 330 Ом, включений між колектором і базою без конденсатора, що шунтує, забезпечує зворотний зв'язок по напрузі. Оскільки зазначені зворотні зв'язки змінюють вхідний та вихідний імпеданси, вводиться ще трансформаторний зворотний зв'язок, завдяки якому вихідний та вхідний імпеданси дорівнюють 50 Ом. У цьому к.с.в.н. підсилювача не перевищує 1,2 у діапазоні частот від 100 кГц до майже 200 МГц. Переваги ВЧ-підсилювача нового типу найкраще ілюструються його характеристикою, показаною на рис. 3. При вхідній потужності -27 дБм (два синусоїдальні сигнали з амплітудами 20 мВ кожен) коефіцієнт посилення дорівнює 12 дБ. За такої величини вхідного сигналу рівень інтермодуляційних продуктів другого порядку (f1±f2) в однотактному каскаді вбирається у -65 дБ, а продуктів третього порядку (f1±2f2) -100 дБ. У двотактному підсилювачі рівень нелінійних продуктів другого порядку додатково зменшується до -105 дБ. Рівень продукту нелінійності третього порядку досягає рівня корисного вихідного сигналу за вхідної потужності +22 дБм. 4. Застосування подвійних балансних перетворювачів частоти з діодами Шотки Переваги двотактних перетворювачів над однотактними відомі (висока чутливість, малі спотворення), але висока вартість перешкоджає їх широкому поширенню. Нині за доступною ціною випускаються малошумливі перетворювальні діоди на гарячих носіях (діоди Шотки). Слід зазначити, що у цей час випускаються також подвійні балансні перетворювачі на польових транзисторах. Такі перетворювачі забезпечують хороше придушення продуктів нелінійності третього порядку, але через незадовільне узгодження польових транзисторів ослаблення продуктів нелінійності другого порядку в них на 20-30 дБ гірше, ніж на діодах Шотки. Крім того, польові транзистори обмежують сигнали при менших рівнях, ніж діоди Шоткі. Головна перевага змішувачів на діодах Шотки полягає в тому, що вони дозволяють здійснити краще узгодження в порівнянні зі звичайними діодами кремнієвими або германієвими. Такі змішувачі можуть працювати при більшій напрузі гетеродину. У шумі діодів Шотки відсутня складова, пропорційна 1/f2, яка запобігає використанню кремнієвих діодів на низьких частотах. З метою оптимізації характеристик перетворювача частоти розробили схеми, показані на рис. 4,а і б. Іноді перетворювач містить до 64 діодів (по 16 у кожній секції). Другий перетворювач у застосуванні за структурною схемою рис. 1 працює з більшими сигналами, ніж перший, тому він повинен мати ширший динамічний діапазон. У перетворювачі за схемою рис. 4, а це досягається включенням послідовних резисторів та використанням двотактної схеми.
Слід зазначити, що послідовні резистори збільшують втрати у змішувачі з 6,5 до 8 дБ. У перетворювачі за схемою рис. 4 б для придушення перешкод побічних каналів застосовується гібридний трансформатор. 5. Використання кварцових фільтрів з малими втратами для отримання високої селективності в каскадах першої проміжної частоти (метрові хвилі) та ефективного ослаблення перешкод дзеркальним каналом. До останнього часу було неможливо масове виробництво кварцових фільтрів з високою селективністю і малими втратами, що вносяться. На рис. 5 а показана частотна характеристика, типова для сучасних кварцових фільтрів. Оскільки ослаблення перешкоди дзеркального каналу між першою та другою проміжними частотами визначається крутизною ската частотної характеристики фільтра, селективність дзеркального каналу може досягати 80 дБ. Ціна одного такого фільтра нещодавно становила 400 дол., а в даний час при серійному виготовленні вона впала до 50 дол. Механічні фільтри старого типу (з магнітострикційним перетворювачем) вносили сильні спотворення інтермодуляції, обумовлені нелінійністю перетворювача. У сучасних механічних фільтрах зменшення нелінійності застосовують п'єзоелектричні перетворювачі. Аналогічні ефекти можуть мати місце і в кварцових фільтрах, якщо феромагнітний осердя вхідного трансформатора насичується при малих рівнях сигналу. Для зменшення нелінійності можна застосувати схему рис. 5, б. Випробування проводяться з подачею двох сигналів з амплітудою 1 на 50-Ом вхід фільтра; при цьому рівень паразитного сигналу не повинен перевищувати -80 дБ.
6. Подвійне перетворення частоти спільно з фільтрами нижніх частот, що не перебудовуються, дозволяє регулювати смугу пропускання без зміни крутості ската частотної характеристики. Отримання прямокутної частотної характеристики УПЧ під час використання вузькосмугових смугових фільтрів завжди мало серйозну проблему. У новій схемі з подвійним інвертуванням спектра вхідного сигналу можна застосувати фільтри нижніх частот, при цьому крутість схилу частотної характеристики УПЧ не залежить від смуги пропускання. Додатковою перевагою фільтрів нижніх частот є вдвічі менше порівняно зі смуговими фільтрами час встановлення. Це усуває небажані коливання у фільтрах у разі прийому імпульсних сигналів. Сутність методу пояснюється схемою (рис.6).
Селективність приймача визначається головним чином трактом другої проміжної частоти 525 кГц. Смуга пропускання за другою проміжною частотою і, отже, смуга пропускання приймача в цілому можуть встановлюватися в межах 150 Гц-12 кГц. При цьому вибір смуги пропускання здійснюється не заміною фільтра, а регулювання частотного зсуву між двома гетеродинами. Сигнал 525 кГц з максимальною шириною спектра, наприклад ±6 кГц (510-531 кГц), надходить на перетворювач частоти спочатку з частотою гетеродина 467 кГц, в результаті чого утворюється сигнал, що займає смугу частот від 52 (525-6-467) до 64 кГц (525+6-467). Результуючий сигнал надходить у кварцовий фільтр нижніх частот, частотна характеристика якого має різкий спад на частоті 64 кГц (цей спад утворює один із фронтів частотної характеристики УПЧ). Вказаний фільтр із фіксованою частотою зрізу налаштовується лише один раз. Потім спектр сигналу зі смугою 52-64 кГц знову переноситься на середню частоту 525 кГц і знову надходить на перетворювач із частотою гетеродина 583 кГц. При цьому сигнал повертається в діапазон 52-64 кГц, але з інвертованим спектром (складові спектру, які раніше знаходилися біля межі смуги пропускання 64 кГц, зараз знаходяться на 12 кГц нижче цього кордону). Фільтр із частотою зрізу 64 кГц пригнічує складові сигналу, що були при першому перетворенні біля межі 52 кГц. Отриманий таким чином сигнал, відфільтрований з високою селективністю, знову переноситься спектром на частоту 525 кГц і детектується. Слід зазначити, що фронти частотної характеристики УПЧ зберігаються незмінними, а ширина лінії зменшується регулюванням частотного зсуву між двома гетеродинами. Так, наприклад, при ширині смуги пропускання 2 кГц гетеродини налаштовані на частоти 462 кГц (525+1-64) та 588 (525-1+64). У зв'язку з тим, що межі смуги пропускання формуються фільтром нижніх частот, частотна характеристика близька до прямокутної навіть за ширини смуги пропускання 150 Гц. Цей спосіб забезпечує симетрію фазової характеристики або характеристики групової затримки щодо середньої частоти. Кварцові або механічні фільтри, які зазвичай використовуються в УПЧ, є чебишевськими фільтрами з нелінійною фазовою характеристикою. У той же час фільтри нижніх частот безселівського типу можуть забезпечити потрібну лінійність. 7. Серед факторів, що погіршують динамічний діапазон приймача, необхідно враховувати шумові бічні смуги гетеродина. Шумові бічні смуги спектру гетеродина можуть значно погіршити динамічний діапазон приймача внаслідок ефекту блокування. Шуми гетеродина можуть взаємодіяти з сильними вхідними сигналами, близькими по частоті до сигналу, що приведе до появи шуму в смузі пропускання УПЧ, який інтерферує з корисним сигналом, зменшуючи відношення сигнал/шум. Сильні спотворення, зумовлені блокуванням, можуть виникнути при рівнях сигналу, значно менших за поріг стиснення за рівнем 3 дБ (ще один параметр, що характеризує динамічний діапазон). Поріг стиснення за рівнем 3 дБ відповідає появі помітної перехресної модуляції і зазвичай має місце при більших амплітудах сигналу ніж ефект блокування. З рис. 7, наведеного як приклад, видно, що при спектральній щільності шумової бічної смуги 145 дБ/Гц (розлад 20 кГц щодо середньої частоти гетеродина) і коефіцієнт шуму приймача 10 дБ блокування приймача 3 дБ виникає при вхідній напрузі близько 50 мВ, в той час як поріг стиснення за рівнем 3 дБ відповідає амплітуді сигналу близько 1 ст.
При використанні гетеродином синтезатора частот необхідно також усунути помилкові сигнали, оскільки вони, подібно до шумових бічних смуг, можуть погіршити параметри приймача. 8. Правильне розподілення АРУ за каскадами приймача для отримання максимального динамічного діапазону Динамічний діапазон приймача залежить від найменшого рівня сигналу, при якому напруга АРУ надходить до ВЧ-аттенюатора. Поки рівень сигналу в антені не досягне величини, що відповідає відношенню сигнал/шум 48 дБ, АРУ має діяти лише в УПЧ (рис. 8).
Після цього має набути чинності атенюатор АРУ, який захищає другий перетворювач від перевантаження. Якщо атенюатор АРУ почне працювати при менших сигналах, то при цьому не лише зменшиться відношення сигнал/шум, але може погіршитись стабільність АРУ. Ланцюг АРУ необхідно ретельно проаналізувати як систему із замкненою петлею зворотного зв'язку, наприклад, за допомогою годографа Найквіста, для оптимізації її параметрів. література
Публікація: Н. Большаков, rf.atnn.ru
Запрацювала найвища у світі астрономічна обсерваторія
04.05.2024 Управління об'єктами за допомогою повітряних потоків
04.05.2024 Породисті собаки хворіють не частіше, ніж безпородні
03.05.2024
▪ Слуховий апарат з фітнес-трекером та перекладачем іноземної мови ▪ Інноваційна флеш-пам'ять 4D NAND ▪ 16-бітові мікроконтролери Microchip dsPIC33CK64MC ▪ Новий маршрутизатор для мереж зв'язку DS33Z41
▪ розділ сайту Культурні та дикі рослини. Добірка статей ▪ стаття Накажуть - завтра ж буду акушером. Крилатий вислів ▪ статья Яку таємницю берегли китайці краще за очі? Детальна відповідь ▪ стаття Сушениця топяна. Легенди, вирощування, способи застосування ▪ стаття Застосування мікросхем A277D (К1003ПП1). Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Мандрівні монети. Секрет фокусу
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page