Лампи чи транзистори? Лампи! Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Підсилювачі потужності лампові

 Коментарі до статті

Що таке "High-End"? Однозначно відповісти на це питання навряд чи хтось зможе. Справа в тому, що це поняття суто емоційне. Створити такий електроакустичний тракт, який би задовольняв усіх, просто неможливо.

Одна з характерних рис нового напряму в розвитку високоякісного звуковідтворення - відродження інтересу до використання електронних ламп в підсилювачах ЗЧ. Пов'язано це з тим, що при проведенні порівняльних прослуховувань звучання лампової та транзисторної апаратури експерти все частіше стали віддавати перевагу першій з них.

У статті "Психоакустичні критерії якості звучання та вибір параметрів УМЗЧ" автор цих рядків вперше спробував встановити зв'язок між об'єктивними характеристиками електронних ламп та суб'єктивним сприйняттям звучання, що забезпечується ламповими підсилювачами ЗЧ. Зупинимося у цьому докладніше.

Насамперед нагадаємо читачам про основні особливості використання ламп у підсилювачах ЗЧ. Відомі три схеми їх включення: із загальним катодом (рис. 1, а), із загальним анодом (рис. 1, б) та загальною сіткою (рис. 1, в). Чотирьохполюсниками U1 і U2 умовно позначені вхідні та вихідні ланцюги кожного з показаних на рис. 1 каскадів. Причому чотириполюсники повинні бути побудовані таким чином, щоб через анодні ланцюги ламп міг протікати постійний струм, а на сітку щодо катода можна було б подати необхідну постійну напругу зміщення.

Найбільшого поширення набув підсилювальний каскад, побудований за схемою із загальним катодом. У найпростішому вигляді він показаний на рис. 2.

Відомо, що властивості лампи як елемента електричної схеми визначаються залежностями між струмами і напругами в ланцюгах її електродів. При розрахунку лампових підсилювачів прийнято користуватися статичними анодно-сіточними характеристиками: a = f(Uc) при Uа = соnst І a = f(Ua) при Uc = const. Сімейства цих характеристик взаємопов'язані, отже маючи одні їх, можна побудувати інші. Приклади таких характеристик тріода та пентода показані відповідно на рис. 3 та 4.

Основні параметри лампи легко встановити за статичними характеристиками. Коефіцієнт посилення визначають як відношення збільшення напруги на аноді до збільшення напруги на сітці при постійному анодному струмі: m = Ua / U при la = const.

Внутрішній опір визначається як відношення збільшення напруги на аноді до збільшення струму анода при постійній напрузі на сітці:

Ri = Ua/Δla при Uc = const.

Крутизна лампи є відношенням збільшення струму анода до збільшення напруги на сітці при постійній напрузі на аноді: S = ΔIa/ΔUc при Ua = const.

Тепер про роботу ламп у реальному підсилювальному каскаді. Умовно розрізняють три режими: А. і С. У режимі А початкове положення робочої точки вибирають таким, щоб при реальній амплітуді сигналу вона переміщалася в межах лінійної ділянки сіткової характеристики лампи. У режимі робоча точка знаходиться у нижнього згину цієї характеристики, а в режимі С - лівіше згину. У результаті двох останніх режимах лампа працює як нелінійний елемент.

Початковий режим роботи лампи визначається напругами джерел живлення ланцюгів її електродів за вирахуванням падінь постійних напруг на елементах цих ланцюгів. Падіння напруги та струми в ланцюгах електродів легко знайти, користуючись характеристиками лампи.

Ми не зупинятимемося на основних особливостях роботи лампи в каскаді лінійного підсилювача і не будемо наводити основні розрахункові формули для тієї чи іншої схеми її включення, надішлемо читача до літератури [1, 2]. Відзначимо лише, що властивості лампових підсилювальних каскадів, по суті, еквівалентні властивостям аналогічних каскадів на транзисторах. Проте є й відмінності.

По-перше, крутість лампи від температури анода (в розумних межах) не залежить, коефіцієнт передачі струму транзисторів h21е змінюється при коливаннях температури його кристала. В результаті в лампових підсилювачах вдається уникнути инфранизкочастотной модуляції сигналу і забезпечити гарне відтворення низькочастотної ділянки спектра звукового діапазону частот. Існуюча помилка щодо "слабкого басу" в лампових підсилювачах пов'язана, на наш погляд, з недостатньою потужністю вихідних трансформаторів та трансформаторів живлення.

По-друге, лампи. на відміну транзисторів, керуються напругою, а чи не струмом. Це дозволяє розвантажити попередній каскад в лампових підсилювачах і відповідно зменшити нелінійність, що вноситься ним. Не слід, звичайно, забувати про вхідну ємність наступного каскаду, яка може бути досить високою. Так, у каскаді на лампі 6Н2П її величина при максимальному коефіцієнті посилення становить близько 73 пФ. але зарядки такий ємності потрібно значно менший струм, ніж струм управління транзисторним каскадом.

По-третє, лампи більш індивідуальні, ніж транзистори, за нелінійним спотворенням, що вносяться в сигнал. Як приклад наведемо рівні гармонічних спотворень вихідного сигналу для двох взаємозамінних ламп 12АХ7 та 6Н2П в еквівалентних каскадах (табл. 1).

Подібні відомості для транзисторних каскадів було зазначено у статті автора, опублікованій у " Радіо " № 12 за 1987 р. Слід пам'ятати, що зміна режиму обох випадках веде у себе перерозподіл рівнів гармонійних складових.

Тепер поговоримо про фактори, що впливають на якість звучання, що забезпечує вихідні каскади підсилювачів на електронних лампах. Почнемо із джерела живлення, оскільки, як показує практика, від нього значною мірою залежить робота будь-якого підсилювального пристрою.

У зв'язку з тим, що установка стабілізатора напруги в ламповому підсилювачі неекономічна, підвищуються вимоги до всіх елементів джерела живлення.

Щоб усунути втрати в мережевому дроті, його струмове навантаження не повинно перевищувати 2,5 А/мм2 перерізу. Перед первинною обмоткою мережевого трансформатора потрібно встановити фільтр, що загороджує, пригнічує проникаючі в підсилювач високочастотні та імпульсні перешкоди. Він, щоправда, не рятує від "клацань", що проникають у підсилювач при включенні та вимкненні побутових приладів з реактивним навантаженням (холодильників, пилососів тощо), але захищає від перешкод, створюваних джерелами потужних радіовипромінювань.

На трансформаторі слід зупинитися особливо. Його конструкція повинна забезпечувати придушення перешкод, що пройшли через фільтр, що загороджує.

Існують три основні конструкції трансформаторів - броньові, стрижневі та тороїдальні. Найширше поширено отримали броньові трансформатори на Ш-подібних магнітопроводах. Вони дешеві, технологічні, але мають величезні поля розсіювання. До того ж на таких трансформаторах дуже важко домогтися усунення наведень та перешкод, а отже, і придушення "клацань" при роботі побутових приладів. Трансформатори на тороїдальних магнітопроводах не мають зазначених недоліків, проте вони надто дорогі.

Дуже важливим є вибір перерізу магнітопроводу мережевого трансформатора і розташування на ньому його обмоток. Для підвищення якості звучання потрібно прагнути зниження індуктивності розсіювання і власної ємності трансформатора. Особливу увагу потрібно звернути на ізоляцію, екранування та розташування мережної обмотки на магнітопроводі. так як будь-які паразитні зв'язки сприяють проникненню в підсилювач перешкод з мережі. Вибираючи переріз магнітопроводу та діаметр проводів обмоток трансформатора, необхідно враховувати, що струм, що проходить через вторинну обмотку, навантажену на бруківці, може досягати триразової величини випрямленого струму. Практика розробки підсилювачів ЗЧ показує, що реальний мережевий трансформатор повинен мати дво-триразовий запас по перерізу сталі магнітопроводу та міді дроту обмоток щодо загальноприйнятих методик розрахунку.

До випрямлячів джерел живлення лампових підсилювачів потужності ніяких особливих вимог, відмінних від вимог до аналогічних пристроїв підсилювачів транзисторів, не пред'являється. Хіба що для лампових повинні використовуватися більш високовольтні прилади, що випрямляють, оскільки анодна напруга ламп значно перевершує напругу, необхідну для живлення транзисторів.

Останнім часом, щоправда, стало модним замість кремнієвих діодів використовувати у випрямлячах кенотрони. Дійсно, кенотрон відкривається більш плавно, і випрямлений ним струм містить менше високочастотних складових, проте хороші фільтри, що згладжують, і правильно обрана топологія монтажу дозволяють сконструювати відмінний випрямляч і на кремнієвих діодах. Іншими словами, при правильно зробленому випрямлячі на кремнієвих діодах у кенотронного випрямляча немає перед ним жодних переваг.

Третім основним елементом джерела живлення підсилювача є фільтр, що згладжує. У джерелах живлення високоякісних підсилювачів ЗЧ бажано застосовувати фільтри на фторопластових або поліпропіленових конденсаторах. Однак такі конденсатори мають малу питому ємність і недостатньо згладжують пульсації випрямленої напруги. У зв'язку з цим доводиться встановлювати у фільтрах оксидні конденсатори. Найбільше підходять К50-27. Замість одного конденсатора великої ємності рекомендується використовувати кілька паралельно включених конденсаторів меншої ємності та шунтувати оксидний конденсатор поліпропіленової невеликої ємності. Проте останнім часом з'явилися поліпропіленові конденсатори К78-12. К78-17 та К78-20 ємністю близько десятків мікрофарад, розраховані на робочу напругу 500 В.

Тепер - про чинники, що визначають залежність звучання від підсилювача. При виборі однотактної або двотактної схеми підсилювача потужності зазвичай враховують такі переваги і недоліки. Гармоніки, що у вихідних сигналах однотактних підсилювачів, менш помітні при суб'єктивному сприйнятті; такі каскади забезпечують м'якше звучання високочастотного регістру, вони простіше за схемотехнікою та конструкцією. З недоліків однотактних каскадів можна назвати низький (15...20 %) ККД в. як наслідок, малу вихідну потужність, високі вимоги до рівня пульсацій та стабільності напруги джерела живлення, труднощі відтворення нижчих звукових частот. Останній із названих недоліків пов'язаний з наявністю постійного підмагнічування магнітопроводу вихідного трансформатора однотактного підсилювача потужності. Це призводить до зниження магнітної проникності магнітопроводу, а значить, і зменшення індуктивності первинної обмотки вихідного трансформатора і підвищення частоти зрізу його частотної характеристики.

Спроби підвищити індуктивність збільшенням числа витків первинної обмотки мало що дають, тому що при цьому зростає підмагнічування та реальне збільшення індуктивності буде незначним. До того ж при збільшенні опору обмотки зросте напруга, що втрачається на ній, і знизиться ККД. Поліпшити ситуацію з відтворенням нижчих звукових частот можна, збільшуючи перетин магнітопроводу, на що й багато конструкторів однотактних лампових підсилювачів.

Двотактні підсилювачі потужності краще відтворюють нижчі звукові частоти, оскільки постійне підмагнічування магнітопроводів у вихідних трансформаторах відсутнє. Такі підсилювачі мають вищий ККД та вихідну потужність, вони менш вимогливі до параметрів джерела живлення, їм необхідний більш простий вихідний трансформатор. Однак двотактні підсилювачі з меншою точністю відтворюють вищі звукові частоти і мають складнішу схемотехніку.

Для отримання неспотвореного звучання дуже важливою є ідентичність характеристик ламп двотактного вихідного каскаду. Зазвичай їх підбирають по крутості та напрузі закривання, але, як показує досвід, підбір тільки за цими параметрами недостатній. При розбалансі струмів вихідних ламп виникає амплітудна модуляція гармонік вихідного сигналу частотою 100 Гц. тобто, наприклад, при посиленні сигналу частотою 1000 Гц на виході підсилювача будуть присутні складові частотою 900 і 1100 Гц. А це призводить до появи додаткових і, сміємо вас запевнити, чутних спотворень. При розбалансі зростає, очевидно, і загальний коефіцієнт нелінійних спотворень.

Останні дослідження показали, що пари памп необхідно підбирати за власністю вольт-амперних характеристик з точністю не гірше 5% у всьому діапазоні робочих струмів.

Питання про використання в підсилювачі потужності ООС можна вирішити, враховуючи відомі еб переваги та недоліки. Вважаючи, що переваги ООС добре відомі читачам, скажімо тільки, що підсилювач без ООС, наприклад, краще відтворює вищі і нижчі звукові частоти. Його характеристики сильно залежать від стабільності параметрів ламп, так і інших елементів схеми, а також властивостей джерела живлення. Він вимагає ретельного продумування монтажу.

Параметри вихідного каскаду підсилювача великою мірою визначаються лампами, що працюють у ньому. В першу чергу. враховуючи особливості ламп, слід вирішити, які з них найдоцільніше застосувати в підсилювачі -тріоди або пентоди (тетроди). Скажімо, в порівнянні з пентодами тріоди забезпечують кращу лінійність підсилення і мають менший внутрішній опір, однак у них нижче посилення, і через гірше використання анодної напруги вони не дозволяють отримати більшу вихідну потужність.

Як зазначалося, лампи більш індивідуальні з погляду забезпечення ними якості звучання. Наведемо (табл. 2) спектр гармонік вихідного сигналу однотактного підсилювача потужності без ООС на лампі EL-34, що працює в режимі А при амплітуді вихідного сигналу, що відповідає потужності 1 Вт. Рівень першої гармоніки прийнятий за дБ.

Як видно з таблиці, підсилювальні каскади на однотипних лампах навіть одного виробника мають різні спектри гармонік вихідного сигналу, а значить, буде неоднаковим звучання, що забезпечується ними.

Вибір режиму роботи підсилювача потужності зазвичай не становить труднощів. Найдоцільніше використовувати режим А, як забезпечує отримання менших спотворень і краще звучання.

Набагато складніше вирішити питання про схемотехнічну побудову вихідного каскаду підсилювача, але про це йтиметься у наступній статті.

Знайомство із схемотехнікою підсилювачів потужності почнемо з однотактного вихідного каскаду, що працює в режимі А. Його типова схема наведена на рис. 5. Показаний у ньому каскад побудований тріоді, але допустимо використовувати тетрод чи пентод.

Для аналізу основних властивостей однотактного каскаду на тріоді скористаємося наведеним на рис. 6 сімейством ідеалізованих анодних характеристик лампи. При повному використанні анодної напруги робоча точка Б повинна перебувати на середині прямої АВ навантажувальної, Струм спокою дорівнює Iao, напруга спокою - Uao. амплітуда синусоїдальної напруги на керуючій сітці - Umc, на аноді - Ima Потужність, що віддається каскадом у навантаження, Р = 1/2 (lma Uma), а потужність, що споживається ним від джерела живлення, Po = lao Uao. Звідси легко знайти ККД каскаду, що працює в режимі А, № = P / Ро = / 2 (lma Uma) / Ino Uno, і потужність, що розсіюється на аноді лампи, Р = Р0 - Р_. Оскільки в режимі спокою потужність, що віддається лампою навантаження, дорівнює нулю, струм спокою каскаду вибирають такої величини, щоб потужність, споживана ним від джерела живлення, не перевищувала максимально допустиму потужність, що розсіюється на аноді лампи.

Функції анодного навантаження в каскаді виконує вихідний трансформатор, і з урахуванням його ККД потужність, що надходить безпосередньо на головку гучномовця, Pн = nтрP_ Якщо ж вихідною є потужність Рн, то, користуючись цією ж формулою, можна визначити потужність, яку повинен у цьому випадку віддавати тріод у навантаження: Р_=Рн/mтР.

На рис. 7 наведені відомі з теорії підсилювальних пристроїв залежності віддається в навантаження потужності Р_. ККД - № та коефіцієнта гармонік -Кг каскаду на тріоді від відношення Rв/Ri. Аналіз цих залежностей дозволяє зробити такі висновки:

- підсилювальний каскад на тріоді віддає у навантаження максимальну потужність при опорі анодного навантаження Ra=2Ri;

- ККД каскаду зростає зі збільшенням Rn/RE, наближаючись до величини 0,5;

- зростання опору анодного навантаження тріода сприяє зниженню нелінійних спотворень, що вносяться каскадом.

Таким чином, щоб одночасно отримати велику Р_, досить високий ККД та низький Кг, бажано мати співвідношення Ra/Ri в межах 2...4.

У разі використання у вихідному каскаді тетроду чи пентоду характер цих залежностей дещо змінюється.

Відомо, що залежність анодного струму тріода від напруги на аноді та сітці описується співвідношенням la=(Uc-Ua/m)3/2. яке дозволяє конструктору, що має анодні характеристики лампи, досить однозначно вибрати режим її роботи.

Для тетрода і пентода такого рівняння досі не існувало. Авторами цієї статті була спроба вивести аналогічну формулу для променевого тетроду 6П45С, який використовується нашою фірмою. В результаті проведеного аналізу було отримано співвідношення Iа=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2, що описує поведінку цієї лампи, правда, тільки при напрузі на її екранній сітці U3, рівному 175 В. При інших напругах замість Uc у формулу слід підставити вираз (Ue+0,5)-(U3-175). Для інших тетродів або пентодів коефіцієнти у наведеному вище співвідношенні будуть мати інші значення. Користуючись цим рівнянням, можна визначити коефіцієнт гармонік при обраному режимі роботи лампи, але, застосувавши метод спектрального аналізу, визначити спектр гармонік сигналу, що посилюється, і оптимізувати його виходячи з критеріїв суб'єктивного сприйняття звучання.

Традиційні методи аналізу роботи пентодів та тетродів (метод п'яти ординат) дають аналогічні результати. На рис. 8 показані залежності параметрів P_ і Kг від опору Ra пентода 6ПЗС. З малюнка видно, що спочатку зі зростанням величини Ra потужність Р_ збільшується, а Кг знижується, але як тільки Ra стає рівним 3.4 кОм (для інших ламп це значення буде іншим), потужність починає падати, а Kг рости. Іншими словами, тріод менш критичний до вибору Ra. ніж зошит і пентод. Як це позначається на якості звучання, сказати важко, але потенційно вихідний каскад на тріоді повинен звучати комфортніше, ніж на тетроді або пентаді.

З іншого боку, каскади на пентодах і тетродах у режимі максимальної потужності Р_ мають вищий (0.35...0.4) ККД. ніж каскади на тріодах (0,15...0.25).

Розглянемо тепер особливості вихідних трансформаторів, що встановлюються в однотактних УМЗЧ, що працюють у режимі А. У таких каскадах, як відомо, має місце постійне підмагнічування магнітопроводу трансформатора, яке може призвести до падіння його магнітної проникності та зменшення індуктивності первинної обмотки, що супроводжується звуженням смуги із боку низькочастотного спектра.

Як випливає з формули для визначення індуктивності котушки із замкнутим сталевим магнітопроводом (L=1,26nSmW2/Lc -10-8, Гн. де m - магнітна проникність магнітопроводу; SM -перетин магнітопроводу, см2; W - число витків котушки; Lc - середня довжина магнітної силової лінії, см), підвищити індуктивність первинної обмотки трансформатора можна, збільшивши число її витків та переріз магнітопроводу. Однак підвищення числа витків супроводжується зростанням підмагнічування, а збільшення перерізу магнітопроводу веде до різкого підвищення габаритів та маси трансформатора. До того ж, реально індуктивність при цьому зростає дуже повільно.

Проілюструємо процес підбору магнітопроводу та числа витків первинної обмотки трансформатора наступним прикладом. Припустимо, що цю процедуру нам треба провести для підсилювального каскаду з анодним опором вихідної лампи Ra=2 кОм, анодним струмом 1а=0,2 А та корисною потужністю Р_=24 Вт. Відомо, що необхідна індуктивність первинної обмотки вихідного трансформатора визначається формулою L=0,3 Ra/fн, Гн, отже, якщо хочемо, щоб діапазон робочих частот обмежувався fн = 20 Гц, повинні забезпечити індуктивність L = 0,3 2 10 3 / 20 = 30 Гн. При використанні магнітопроводу ПЛ25х50хб5, в якому може розміститися тільки певна кількість витків, це можливо при відношенні опору первинної обмотки до анодного опору Ro6/Ra=0,3. Магнітопровід з великим перетином ПЛ25х50х120 дозволив знизити це відношення до 0,25, а ПЛ32х64х16 – до 0,2.

Легко бачити, що збільшення перерізу магнітопроводу втричі призводить до зменшення відношення Ro6/Ra з 0,3 до 0,2, а для отримання добре пропрацьованого низькочастотного регістру це відношення повинне дорівнювати 0,1, оскільки в іншому випадку через падіння напруги на надто великому опорі первинної обмотки знизиться ККД вихідного каскаду.

Если же диапазон воспроизводимых частот ограничить частотой 30 Гц, то индуктивность первичной обмотки снизится до 20 Гн, и в этом случае при использовании магнитопроводов ПЛ25х50х65, ПЛ25x50x120 и ПЛ32х64х160 отношения Ro6/Ra будут соответственно равны 0,23, 0,14 и 0,13. що також більше за необхідні 0,1. Щоб все-таки отримати необхідне співвідношення, можна рекомендувати підвищити анодну напругу вихідної лампи, тоді при незмінній потужності, що передається в навантаження, вдасться знизити анодний струм, а значить, і зменшити підмагнічування вихідного трансформатора. Крім того, можна піти на підвищення нижчої частоти діапазону відтворюваного частот до 40 Гц і зниження опору анодного навантаження Rn застосовуючи лампи з малим внутрішнім опором Ri.

Тепер перейдемо до розгляду особливостей роботи двотактного вихідного каскаду (рис. 9). Цей каскад пред'являє жорсткі вимоги до симетрії протифазних сигналів, що надходять на його входи. Виконання цих вимог має забезпечити фазоінверсний каскад.

З метою забезпечення симетрії вихідних сигналів найкращим є фазоінвертор, виконаний на двох тріодах, включених за балансною схемою (рис. 10). Його симетрія залежить від параметрів генератора струму в катодному ланцюзі ламп фазоінвертора.

Для ілюстрації цього твердження наведемо спектр гармонік та коефіцієнт нелінійних спотворень вихідних сигналів фазоінверторів, що працюють з генераторами, еквівалентні опори яких становлять 11 і 30 кОм (див. таблицю).

Вимірювання проводилися для трьох рівнів вихідного сигналу фазоінвертора: максимального (+20 дБ), номінального (+10 дБ) та мінімального (0 дБ). Легко бачити, що зі збільшенням еквівалентного опору генератора з 11 до 30 кОм визначається симетрією фазоінвертора коефіцієнт гармонік вихідного сигналу падає майже вдвічі. Як генератор струму можна використовувати лампу, транзистор або звичайний резистор.

Особливо слід зупинитись на підборі пар ламп для двотактного вихідного каскаду. Це дуже важливо зробити, оскільки розбаланс призводить до значного зростання загальних спотворень на виході підсилювача, а також амплітудної модуляції гармонік частотою 100 Гц через зменшення рівня пригнічення пульсацій джерела живлення, властивого всім симетричним каскадам. Останні дослідження, проведені авторами статті, підтвердили необхідність підбору пар ламп зі збігу вольт-амперних характеристик з точністю не гірше 5...2 % у всьому діапазоні робочих струмів.

Для розрахунку двотактного вихідного каскаду, працюючого як А, можна скористатися формулами до розрахунку однотактних каскадів, лише подвоївши потужність Р_. У разі його роботи в режимі B порядок розрахунку дещо змінюється [3].

Наведені на рис. 11 залежності потужності, що віддається в навантаження Р_, і ККД від відношення Ron/Ri підтверджують і той факт, що при заданому анодному напрузі та роботі в режимі без струмів сітки тріод віддає найбільшу потужність при опорі анодного навантаження, рівному його внутрішньому опору Ri. ККД двотактного вихідного каскаду на тріодах в режимі росте зі збільшенням Ron, прагнучи до величини 0,785.

У разі використання у двотактному вихідному каскаді пентодів або тетродів найвигіднішим їх навантаженням при роботі в режимі є така, при якій навантажувальна характеристика проходить через вигин статичної анодної характеристики, знятої при напрузі на керуючій сітці Uc=0. У цьому випадку потужність, що віддається лампами в навантаження, і ККД каскаду близькі до максимальних. Опір анодного навантаження одного плеча двотактного каскаду в режимі виявляється менше, ніж в режимі А, і зазвичай знаходиться в межах (0.04 ... 0.1) Ri. В іншому двотактний каскад на пентод розраховується так само, як і на тріод.

Необхідно відзначити, що у вихідних каскадах реальних високоякісних підсилювачів 3Ч ніколи не використовується чистий режим через виникнення властивих цьому режиму спотворень типу "сходинка". Перевага надається режиму АВ. при якому лампи працюють з деяким початковим усуненням, що виключає появу зазначених спотворень.

Вибір вихідного трансформатора для каскаду, що працює в режимі, більш простий, ніж для каскаду, що працює в режимі А. оскільки тут відсутні проблеми, пов'язані з постійним підмагнічуванням магнітопроводу. Що ж до мінімізації індуктивності розсіювання, вона досягається секціонуванням обох обмоток трансформатора.

Насамкінець хотілося б звернути увагу на такий параметр підсилювача, як вихідний опір. Воно можна визначити за формулою: Rвых=[(Uxx/Uh)-1] Rh. де Uxx - напруга холостого ходу на виході підсилювача,; Uh - напруга на навантаженні підсилювача,; Rh – опір навантаження. Ом. Найбільш повно цей параметр характеризує залежність вихідного струму від напруги підсилювача.

На рис. 12 наведено схему включення вимірювальних приладів, придатну для зняття цієї залежності. Вимірювання необхідно провести на різних частотах. Ця залежність має бути можливо більш лінійною. Нелінійність виправляють запровадженням ООС достатньої глибини.

Попередній підсилювач виконаний за двоканальною схемою, працює від магнітних звукознімачів традиційних ЕПУ, програвачів компакт-дисків та інших джерел низькочастотних сигналів. У ньому передбачено тонкомпенсоване регулювання гучності, регулювання тембру за нижчими та вищими звуковими частотами, регулювання стереобалансу. Підсилювач має два виходи та гнізда для роботи на стереотелефони. До одного з виходів може бути підключений магнітофон, а до іншого – зовнішній УМЗЧ.

Основні технічні характеристики підсилювача Номінальний опір входу: магнітного звукознімача – 47, програвача компакт-дисків – 10, універсального – 100 кОм; діапазон звукових частот, що відтворюються - 7...90000 Гц; діапазон регулювання тембру за нижчими та вищими звуковими частотами - 6 дБ; рівень шуму (зважене значення) – на виході підсилювача-коректора магнітного звукознімача – 73, лінійного підсилювача – 97 дБ; вихідний опір – не менше 1 кОм; розподіл стереоканалів на частоті 10 кГц - не гірше 40 дБ, максимальний вихідний сигнал на навантаженні 47 кОм - не менше 25 В (еф.)

Схема з'єднань блоків попереднього підсилювача наведено на рис. 13. Він складається з чотирьох функціонально закінчених блоків: фільтра високих частот (А1), елементів тонкомпенсації регулювання гучності (А2), двоканального підсилювача (A3) та джерела живлення (А4). Поза блоками розташовані п'ять вхідних (XS1-XS5) і три вихідних (XS6-XS8) гнізда, три перемикачі (входів - SA1, фільтрів високих частот - SA2, елементів тонкомпенсації - SA3), регулятори стереобалансу (R9, R10), гучності (R11 , R12), тембра нижчих (R13, R15) і вищих (R14, R16) звукових частот, елементи індикації (HL1-HL15), мережевий фільтр і вимикач живлення.

(Натисніть для збільшення)

На передній панелі корпусу підсилювача встановлені регулятори гучності, тембру та стереобалансу, вимикач мережі, індикатор включення фільтра високих частот, вимикач тонкомпенсації, перемикач входів та телефонне гніздо, а на задній - вхідні та вихідні гнізда та гніздо заземлення.

Сигнал із входу магнітного звукознімача XS2 надходить на вхід підсилювача-коректора, а з його виходу – на перемикач входів SA1. Сюди ж підводяться сигнали з решти входів, які потрапляють далі на Фільтри високих частот R1R2C1 (плати А1 Л, А1.2). фільтри призначені для обмеження звукового спектру з боку нижчих звукових частот (<18 Гц) і за бажання можуть відключатися перемикачем SA2.0 включення фільтрів сигналізує світлодіод HL1. Через ці перемикачі та роздільні регулятори стереобалансу R9. R10 вхідні сигнали потрапляють на регулятори гучності 11, R12, а потім входи попередніх підсилювачів 3Ч (плати А3.1 і A3.2). За допомогою перемикача SA3 до відведення резисторів R11, R12 можуть бути підключені елементи тонкомпенсації R1, R2, С1. С2 та R3. R4. C3, С4 (плати А2.1 та А2.2). З виходу попереднього підсилювача (вив. 19, 16 плат A3.1 та A3.2) посилений сигнал надходить на вихідне гніздо XS7 і на вхід телефонного повторювача, з'єднаного з телефонним гніздом XS8. вихідне гніздо XS6 підключено до регулятора стереобалансу і використовується, як зазначалося вище, під час запису сигналу на магнітофон.

Принципова схема одного з каналів попереднього підсилювача (плата А3.1) показано на рис. 14. Другий канал повністю йому ідентичний. Висновки його плати вказані у дужках поруч із висновками першого каналу (рис. 14). На платі А3.1 змонтовано підсилювач-коректор магнітного звукознімача, а також лінійний та телефонний підсилювачі.

(Натисніть для збільшення)

При роботі від магнітного звукознімача вхідний сигнал з гнізда XS2 (рис. 13) через пасивний ланцюг високочастотної корекції R2C1 надходить на вхід трикаскадного підсилювача-коректора. Два перших його каскаду виконані на подвійному тріоді VL1 за звичайною схемою резистивної з навантаженням в ланцюгу анода. Третій каскад зібраний на лампі VL2.1 за схемою катодного повторювача, що сприяє його узгодженню з лінійним підсилювачем. Для стабілізації режиму роботи каскаду служить ланцюг R8R9R12. Стандартна АЧХ підсилювача-коректора отримана завдяки двом частотно-залежним ланцюгам: пасивної R2C1 та ланцюга ООС, напруга якої знімається з виходу підсилювача та через елементи R10R11C4 подається на катод вхідної лампи VL1.1. Напруга з виходу підсилювача-коректора (вив. 10 плати A3.1) подається на перемикач входів SA1 і далі звичайним порядком - на вхід (вив. 12 плати A3.1) лінійного підсилювача.

Коефіцієнт посилення коректора магнітного звукознімача на частоті 1000 Гц – 38 дБ; зважене значення відношення сигнал/шум - 72...74 дБ; відхилення АЧХ від стандартної під час використання елементів R2, R5, R10, R11, С1, С4 з допуском 1 % - трохи більше 1 дБ.

Лінійний підсилювач, як і підсилювач-коректор, трикаскадний. Каскади на тріодах VL3.1 та VL3.2 лампи VL3 зібрані за схемою резистивних підсилювачів. Перший з них через резистори R15R16 охоплений ланцюгом місцевої ООС, що знижує його вихідний опір. Третій каскад є катодним повторювачем. Напруга з його виходу надходить на вихідне гніздо XS7 і телефонний підсилювач. Регулятори тембру R13 (НЧ) та R14 (ВЧ) разом з елементами R19-R23 та С9-С11 працюють у ланцюзі загальної ООС. Коефіцієнт посилення лінійного підсилювача – 20 дБ; зважене значення відношення сигнал/шум - 97...99 дБ. Телефонний підсилювач виконаний за схемою складеного емітерного повторювача на транзисторах VT1-VT4. Напруга з навантаження надходить на телефонне гніздо XS8 (див. рис. 13).

Принципова схема блоку живлення попереднього підсилювача наведено на рис. 15. Змінна мережна напруга надходить на нього через спеціальний фільтр придушення високочастотних перешкод L1L2C1C2 та вимикач живлення SA4. Мережевий трансформатор Т1 працює на три випрямлячі. Випрямляч анодної напруги зібраний на діодах VD5-VD8, включених за бруківкою. Випрямлена напруга надходить на фільтр, що згладжує пульсації, R18C11-C14R16 і далі на електронний фільтр на транзисторі VT1 і стабілітронах VD1, VD2. Останні захищають транзистор від пробою під час включення живлення. Режим роботи цього фільтра встановлюється підстроювальним резистором R12. На виході електронного фільтра включені пасивні RC-фільтри R1С1, R2C2, R3C3 та R4C4.

(Натисніть для збільшення)

Випрямляч напруги розжарювання ламп зібраний на діодах VD9-VD12. Безпосередньо з його виходу (після конденсаторів, що згладжують С15, С16) через резистор R5 подається живлення на індикаторні лампи розжарювання HL2-HL15. Напруга розжарювання ламп підсилювача попередньо надходить на стабілізатор на транзисторах VT2, VT3. Точна величина стабілізованої напруги (+6,3) виставляється підстроювальним резистором R6.

Напруга для живлення телефонного підсилювача (-6,3 В) випрямляється діодами VD13-VD16, проходить через конденсатор С17, що згладжує пульсації, стабілізатор на транзисторах VT4, VT5 і надходить на електроди транзисторів VT1-VT4 плати A3 попереднього підсилювача.

Основні блоки підсилювача змонтовані на металевому шасі розмірами 475х112х400 мм. У всіх блоках використані постійні резистори С2-23 і С2-33 і підстроювальні СП4-1. На платі підсилювача (А3.1) встановлені конденсатори К71-7(С1, С4, С13, С16), К73-17 (С2, С5, С14), К78-2 (C3, С6, С7, С15), К77-7 (С9-С11, С13), К50-24 (С8, С17, С18), КД-2 (С12); на платі блоку живлення (А4) – К73-17 (С1-С4, С6, С7, С10, С18-С20), К50-24 (С5, С8. С9, С15-С17); на платі тонкомпенсації (А2) - ПМ-2 (С1 ... С3) та К71-7 (С2. С4); на платі фільтра високих частот (А1) – К71-7 (С1); поза блоками - КМ-5 (С1-С7) та К73-17 (С8-С9); у мережевому фільтрі -К73-17(С1,С2).

Як регулятори стереобалансу використані резистори СПЗ-30, регуляторів гучності – СПЗ-30, регуляторів тембру – СПЗ-30. Мережевий трансформатор попереднього підсилювача виконаний на магнітопроводі Ш26Х52. Обмотка 1-3-5-7 містить 2x404 витків дроту ПЕВ-2 0,315; обмотка 2-4 - 1078 витків дроту ПЕВ-2 0,08; обмотка 10-12 - 36 витків дроту ПЕВ-2 1,41; обмотка 6-8 - 31 виток дроту ПЕВ-2 0,315. Екрануюча обмотка складається з 20 витків дроту ПЕВ-2 0,1 намотаних в один ряд. У мережному фільтрі встановлені дроселі ДМ-3 (LI, L2). Мережевий вимикач SA4 – ПКН-41, перемикач фільтра високих частот SA2 – ПКН61. інші перемикачі SA1, SA3 – ПГК.

Підсилювач потужності "УМ-01" фірми "Валанкон" може працювати як від власного (див. "Радіо", 1998 № 3, с. 19-21), так і від зовнішнього попереднього підсилювача. Чутливість його – 0,775 В; номінальна вихідна потужність - 2x100 Вт; максимальна короткочасна - 2x200 Вт; номінальний діапазон відтворюваних частот – 7...90 000 Гц; нерівномірність АЧХ в діапазоні 20...20 000 Гц - трохи більше 3 дБ; відношення сигнал/шум - не менше 97 дБ; габарити – 475x160x400 мм; маса – 34 кг. Підсилювач розрахований на підключення акустичних систем з електричним опором 4 та 8 Ом.

Схема з'єднань блоків УМЗЧ наведена на рис. 17. Вхідний стереосигнал з гнізда XS1 через регулятори рівня R1 та R2 надходить на плати лінійних (А1.1, А1.2), а потім кінцевих (А2.1, А2.2) підсилювачів 3Ч. Останні навантажені на вихідні трансформатори Т1, Т2, до вторинних обмотків яких через гнізда XS2-XS3 можуть бути приєднані акустичні системи.

(Натисніть для збільшення)

Принципова схема каналу лінійного підсилювача, змонтованого на платі А1.1, показано на рис. 18. Перший каскад підсилювача виконаний на тріоді VL1.1, включеному за схемою з навантаженням ланцюга анода. У катодний ланцюг цієї лампи (вив. 3 плати А1.1) через ланцюг R6C4 надходить напруга загальної ООС з вторинної обмотки вихідного трансформатора Т1. Глибина її жорстко пов'язана з параметрами вихідного трансформатора та топологією монтажних з'єднань. При вихідних лампах 6П45С, що використовуються в даному підсилювачі, достатня лінійність підсилювача забезпечується при глибині ООС 5... 15 дБ. З навантажувального резистоpa R5 тріода VL1.1 посилена напруга надходить на сітки тріодів лампи VL2, що працює а фазоінверторному каскаді. У катодні ланцюги цієї лампи включений генератор струму, виконаний на тріоді VL1.2. Про його призначення докладно розповідалося в одній із раніше опублікованих статей цього циклу. Режим фазоінверторного каскаду встановлюється підстроєним резистором R15 максимальної амплітуди сигналу на анодах лампи VL2. Елементи R13C9C5 коригують частотну та фазову характеристики підсилювача потужності. Їхні номінали залежать від конкретного вихідного трансформатора і підбираються з таким розрахунком, щоб отримати достатню рівномірність названих характеристик. Резистори R4, R17 і конденсатори С1, С2, С7, С8 забезпечують додаткову фільтрацію напруг живлення лінійних підсилювача.

З виходів фазоінверторного каскаду (вив. 7, 8 плати А1.1) сигнали 3Ч надходять на входи двотактного кінцевого підсилювача потужності (вив. 7, 8 плати А2.1) на пентодах VL5, VL6 (рис. 19). Напруга зміщення подається на їх сітки, що управляють, від зовнішнього випрямляча напругою -120 В. Струми ламп встановлюються підстроювальним резистором R1 і регулятором балансу R2. Аноди лампи (вив. 23, 24) підключені до первинних обмоток вихідного трансформатора Т1.

Схеми каналів підсилювачів, змонтованих на платах А1.2 та А2.2, аналогічні описаним. Висновки цих плат вказано на рис. 18, 19 у дужках.

Принципова схема джерела живлення (плата A3) підсилювача потужності показано на рис. 20. Мережева напруга надходить на трансформатор живлення Т1 через фільтр придушення високочастотних перешкод L1L2C3C4 та вимикач SB1. До вторинних обмоток трансформатора підключено п'ять випрямлячів. Від випрямляча на напругу +420 В (VD2 - VD5) живляться фазоінверторні каскади, +400 В (VD6- VD9 і VD10-VD13) - анодні ланцюги ламп вихідних каскадів, +175 В (VD14-VD17) - перші каскади екрануючих сіток ламп вихідних каскадів -120 В (VD18 - VD21) - ланцюги сіткового зміщення ламп вихідних каскадів і лампи генератора струму лінійного підсилювача. Усі випрямлячі виконані за мостовими схемами. Для придушення високочастотних перешкод діоди зашунтовані конденсаторами С14 – С3З. Як елементи, що згладжують пульсації, використовуються оксидні конденсатори С2 - С7, С11, С12, зашунтовані конденсаторами ємністю 0,1 мкФ. На виході випрямляча на напругу -120 встановлений стабілітрон VD1.

(Натисніть для збільшення)

Нитки розжарювання всіх ламп підсилювача потужності живляться змінним струмом від окремої обмотки 13 - 14 мережевого трансформатора Т1.

Підсилювач потужності змонтований на п'яти платах (А1.1, А1.2, А2.1, А2.2 та A3). Поза плат розміщені вхідні та вихідні гнізда, регулятори рівня сигналу, вихідні та мережеві трансформатори, елементи ланцюга ООС С1, С2, R3, R4 (див. рис. 17), фільтр придушення високочастотних перешкод, вимикач живлення та додаткова розетка XS1 (рис. 20 ).

Усі постійні резистори - С20-23 та С2-33. У лінійному підсилювачі використовуються конденсатори К50-24 (С3), К73-17 (С2, С7); К71-7 (С9), К78-2 (С10, С11). Всі інші оксидні конденсатори підсилювача потужності - К50-27, конденсатори, шунтуючі діоди випрямлячів і фільтри, що згладжують, - К73-17.

Регулятори рівня сигналу R1, R2 (див. рис. 17) - СПЗ-4М, підстроювальні резистори R15 (див. рис. 18) та R1, R2 (див. рис. 19) -СП4-1.

Вихідні трансформатори виконані на магнітопроводах Ш32Х64. Первинні обмотки 5 - 1 і 1 - 6 містять по 444 витки дроту ПЕВ-2 0,45. Вторинні обмотки секційовані, і кожна секція містить 26 витків дроту ПЕВ-2 1,32.

У мережевому трансформаторі використовується магнітопровід Ш40Х80. Первинна обмотка 1-2 складається з 344 витків дроту ПЕВ-2 1,0. Вторинні обмотки містять: 3-4 - 464 витки дроту ПЕВ-2 0,16; 5-6 та 7-8 - по 450 витків дроту ПЕВ-2 0,45; 9-10 - 195 витків дроту ПЕВ-2 0,16; 11-12 - 156 витків того ж дроту, 13-14 - 11 витків дроту ПЕВ-2 2,5.

література

1. Войшвілло Г. Підсилювачі низької частоти на електронних лампах. - М: Енерговидав, 1959.
2. Ергліс К., Степаненко І. Електронні підсилювачі. - М: Наука. 1964.

Автор: В.Костін, м.Москва

Дивіться інші статті розділу Підсилювачі потужності лампові.

Читайте та пишіть корисні коментарі до цієї статті.

<< Назад

Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:

Спиртуознавство теплого пива 07.05.2024

Пиво, як один із найпоширеніших алкогольних напоїв, має свій унікальний смак, який може змінюватись в залежності від температури споживання. Нове дослідження, проведене міжнародною групою вчених, виявило, що температура пива значно впливає на сприйняття алкогольного смаку. Дослідження, очолюване матеріалознавцем Лей Цзяном, показало, що з різних температурах молекули етанолу і води формують різні типи кластерів, що впливає сприйняття алкогольного смаку. При низьких температурах утворюються пірамідоподібні кластери, що знижує гостроту "етанолового" смаку і робить напій менш алкогольним на смак. Навпаки, при підвищенні температури кластери стають ланцюжнішими, що призводить до більш вираженого алкогольного смаку. Це пояснює, чому смак деяких алкогольних напоїв, таких як байцзю, може змінюватись в залежності від температури. Отримані дані відкривають нові перспективи для виробників напоїв, ...>>

Основний фактор ризику ігроманії 07.05.2024

Комп'ютерні ігри стають все більш популярним видом розваг серед підлітків, але супутній ризик ігрової залежності залишається значною проблемою. Американські вчені провели дослідження, щоб визначити основні фактори, що сприяють виникненню цієї залежності, та запропонувати рекомендації щодо її запобігання. Протягом шести років 385 підлітків були піддані спостереженню, щоб з'ясувати, які фактори можуть привертати до ігрової залежності. Результати показали, що 90% учасників дослідження не схильні до ризику залежності, у той час як 10% стали ігроманами. Виявилося, що ключовим фактором у появі ігрової залежності є низький рівень соціальної поведінки. Підлітки з низьким рівнем просоціальної поведінки не виявляють інтересу до допомоги та підтримки оточуючих, що може призвести до втрати контакту з реальним світом та поглиблення залежності від віртуальної реальності, запропонованої комп'ютерними іграми. На основі цих результатів вчені ...>>

Шум транспорту затримує зростання пташенят 06.05.2024

Звуки, що оточують нас у сучасних містах, стають дедалі пронизливішими. Однак мало хто замислюється про те, як цей шум впливає на тваринний світ, особливо на таких ніжних створінь, як пташенята, які ще не вилупилися з яєць. Недавні дослідження проливають світло на цю проблему, вказуючи на серйозні наслідки для їхнього розвитку та виживання. Вчені виявили, що вплив транспортного шуму на пташенят зебрового діамантника може призвести до серйозних порушень у розвитку. Експерименти показали, що шумова забрудненість може суттєво затримувати їх вилуплення, а ті пташенята, які все ж таки з'являються на світ, стикаються з низкою здоровотворних проблем. Дослідники також виявили, що негативні наслідки шумового забруднення сягають і дорослого віку птахів. Зменшення шансів на розмноження та зниження плодючості говорять про довгострокові наслідки, які транспортний шум чинить на тваринний світ. Результати дослідження наголошують на необхідності ...>>

Випадкова новина з Архіву 3,3-Тбайт оптичний накопичувач від Sony 24.04.2016 Оптичні приводи все рідше зустрічаються в персональних комп'ютерах, і, здавалося б, незабаром зовсім підуть в історію. Але у них є своя ніша, в якій оптичні диски міцно закріпилися, - кіностудії та мовні станції, яким потрібно зберігати величезні обсяги відео, а також великі корпорації, що працюють з великими обсягами даних, що рідко змінюються. Для таких клієнтів компанія Sony підготувала новинку – картридж Optical Disc Archive другого покоління з оптичними дисками сукупною ємністю 3,3 Тбайт! Нагадаємо, перші CD вміщали лише 650 Мбайт даних, ємність DVD становила 4,7 Гбайт і вище, а сучасні серійні диски Blu-ray можуть зберігати понад 100 Гбайт інформації. Завдяки об'єднанню оптичних дисків у форматі картриджів ємність накопичувачів може досягати кількох терабайт. Новинка Sony не тільки відрізняється рекордною ємністю, але й характеризується вдвічі вищими швидкостями читання та запису (завдяки використанню 8-канального оптичного модуля) порівняно з картриджами першого покоління. За ціною в розрахунку на 1 Гбайт оптичні диски виглядають привабливішими за SSD і жорсткі диски, але при частих записах і стиранні вони швидко зношуються і не годяться в якості постійного носія в ПК. До переваг своїх картриджів Sony відносить довговічність. Носії, що використовуються в них, мають заявлений час життя 100 років. Новинки, представлені під час виставки NAB 2016, підтримуватимуть роботу у складі систем зберігання Everspan, сукупна ємність яких може досягати сотень петабайт. У продаж картридж надійде цього літа.

Інші цікаві новини:

▪ Планшетний комп'ютер ZenPad C 7.0

▪ Від кохання ростуть нерви

▪ Мікросхеми Aquantia Multi-Gig Ethernet для самоврядних автомобілів

▪ Фотографії допомагають повірити у брехню

▪ Сити одним лише запахом

Стрічка новин науки та техніки, новинок електроніки

Цікаві матеріали Безкоштовної технічної бібліотеки:

▪ розділ сайту Охорона та безпека. Добірка статей

▪ стаття З доброго ранку, з доброго ранку і з хорошим днем! Крилатий вислів

▪ стаття Що утримує Місяць на навколоземній орбіті? Детальна відповідь

▪ стаття Обслуговування котлів з електрообігрівом. Типова інструкція з охорони праці

▪ стаття Холодильники та морозильники. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

▪ стаття Блок захисту від напруги в електромережі. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

Залишіть свій коментар до цієї статті:

All languages ​​of this page

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт

www.diagram.com.ua
2000-2024