Надлінійний УМЗЧ із глибокою ООС. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Підсилювачі потужності транзисторні

 Коментарі до статті

Чи можна на вітчизняних компонентах створити підсилювач, який успішно конкурував би з будь-яким фірмовим? Автор статті, що публікується, на це запитання відповів ствердно. Причому в УМЗЧ він використовував біполярні транзистори та операційні підсилювачі.

На вітчизняних компонентах цей надлінійний підсилювач з глибоким та широкосмуговим зворотним зв'язком забезпечує довготривалу потужність до 150 Вт на навантаженні 4 Ом. Застосуванням імпортних компонентів можна збільшити потужність навантаження 8 Ом до 250 Вт. Він здатний працювати на комплексне навантаження, має захист від перевантаження по входу та виходу. Інтермодуляційні спотворення УМЗЧ настільки малі, що автор змушений був вимірювати їх на радіочастотах. Конструкція та друкована плата, розроблені автором, представляють зразок для навчання "розведення" монтажу широкосмугових пристроїв.

Якийсь час тому серед аудіофілів та радіоаматорів переважала думка, що по-справжньому високоякісний УМЗЧ обов'язково має бути виконаний на лампах. Як обґрунтування висловлювалося багато думок. Однак, якщо відкинути зовсім надумані, то залишаться лише два. Перше - спотворення, що вносяться ламповим підсилювачем, приємні на слух. Друге - нелінійності в лампових підсилювачах більш "гладкі" і дають значно менше продуктів інтермодуляції.

Треба сказати, що і те, й інше підтверджується практикою. Більше того, давно існує навіть спеціальний прилад обробки звуку - ексайтер, дія якого ґрунтується саме на внесенні спотворень парних порядків у високочастотну частину спектра. У ряді випадків застосування ексайтера дозволяє покращити опрацювання інструментів та голосів другого-третього плану, надати додаткову глибину звуковій сцені. Подібний ефект у підсилювачі може бути приємним, іноді навіть корисним. Проте внесення спотворень, що "добре звучать", все-таки відноситься швидше до прерогативи звукорежисера, ніж самого УМЗЧ. Що ж до досягнення вірності звуковідтворення, то з цього погляду необхідно домагатися усунення спотворень, що вносяться підсилювачами та гучномовцями. Тема зниження спотворень, що вносяться гучномовцями, була раніше порушена у статті [1]. Тут же мова піде про "класичні" УМЗЧ з малим вихідним опором, оскільки вони все ж таки більш універсальні, ніж УМЗЧ з "струмовим" виходом.

З першого погляду може здатися, що за сьогоднішнього рівня техніки спроектувати підсилювач "прозорим" зовсім нескладно, і дебати навколо цієї проблеми - лише плід рекламного галасу. Частково так воно і є: якщо налагодити масовий випуск бездоганного УМЗЧ, то через деякий час галузь промисловості, яка виробляє ці підсилювачі, на мій погляд, просто залишиться без збуту.

Автору цих рядків доводилося розробляти лампові та транзисторні прецизійні підсилювачі для вимірювальної техніки, ремонтувати та налаштовувати різну апаратуру – переважно зарубіжного виробництва. Природно, проводилися вимірювання параметрів та оцінка конструкцій. Причому не тільки за стандартними (для звукової техніки) методиками, але й більш інформативними, зокрема, шляхом аналізу спектра вихідного сигналу при багатотональному вхідному сигналі.( При цьому на вхід підсилювача подається сигнал, що складається з суми синусоїд приблизно рівної амплітуди з частотами, пропорційними деякому набору взаємно простих, тобто не мають загальних множників чисел.

Подібна методика широко застосовується для контролю підсилювачів, що використовуються в техніці дальнього кабельного зв'язку, оскільки вимоги до "незабруднення" спектру сигналу, що проходить через них, дуже жорсткі (у лінії зв'язку послідовно включені тисячі таких підсилювачів, і їх спотворення сумуються). Як приклад: підсилювачі для системи К-10800 мають рівень інтермодуляційних спотворень нижче -110 дБ у смузі частот близько 60 МГц.

Зрозуміло, що отримати такі характеристики непросто: кваліфікація розробників таких підсилювачів має бути дуже високою. На жаль, підприємства, що виробляють аудіотехніку, мабуть, задовольняються менш кваліфікованими розробниками, за винятком хіба що Руперта Ніва – конструктора пультів звукозапису Neve та Amek. Зауважу, що останній пульт Нива (9098i), який отримав захоплену оцінку професіоналів звукозапису, цілком напівпровідниковий, а його підсилювачі мають дуже велику глибину ООС. Примітно, що Свого часу Нив розробив багато лампових пультів, більшість з яких вважалися еталонними.

Маючи, таким чином, їжу для порівнянь і будучи людиною прискіпливою, автор дійшов висновку, що в багатьох випадках реальна якість роботи більшості напівпровідникових, та й лампових УМЗЧ виявляється значно гіршою, ніж випливає з результатів вимірювань за стандартними для аудіоапаратури методиками. Відомо, що багато хто з них був прийнятий під тиском комерційних обставин і дуже далекий від життєвих реалій.

Хорошим прикладом може бути перелік вимог до способу вимірювання шумів, представлений Р. Долбі у його статті з описом запропонованої ним методики CCIR/ARM2K. Другим пунктом у цьому переліку стоїть "...комерційна прийнятність: жоден виробник не піде застосування нової методики, якщо цифри, одержувані при вимірі, будуть гірше, ніж за застосуванні існуючих...". Запропонована Р. Долбі заміна пікового вимірювача на вимірювач середньовипрямленого значення покращила параметри приблизно на 6 дБ, а зменшення коефіцієнта передачі фільтра, що зважує, в два рази призвело до загального "виграшу" 12 дБ. Не дивно, що така методика була тепло зустрінута багатьма виробниками.

Аналогічний "фінт" часто робиться і при вимірі нелінійних спотворень: запис, зроблений у паспорті підсилювача, - "0,005% THD в діапазоні частот 20 Гц - 20 кГц" найчастіше означає лише те, що гармоніки сигналу з частотою 1 кГц, що потрапляють у згадану смугу частот не повинні перевищувати зазначеної величини, проте вона нічого не говорить про спотворення на частоті, скажімо, 15 кГц. Деякі виробники вважають, що підключати навантаження до підсилювача, проводячи виміри спотворень, зовсім необов'язково, при цьому в паспорті дрібним шрифтом вказують: "...при вихідній напрузі, що відповідає потужності ХХ Ватт на навантаженні 4 Ома...".

Зовсім не рідкість також, коли підсилювач, що має за специфікацією "менше 0,01% THD" на частоті 1 кГц, працюючи на реальне навантаження (з кабелями та акустичною системою), показує інтермодуляційні спотворення за стандартом SMPTE (На вхід підсилювача подаються два синусоїдального сигналу з частотами 60 Гц і 7 кГц, відношення їх амплітуд 4:1, а результатом вимірювання вважається відносна величина модуляції амплітуди високочастотного сигналу - низькочастотним.) на рівні 0,4 ... 1%, а іноді і більше. Іншими словами, інтермодуляційні спотворення вже на помірно високих частотах при роботі на реальне навантаження виявляються набагато вищими за горезвісний коефіцієнт гармонік. Подібне явище характерне і для багатьох лампових УМЗЧ, охоплених зворотним зв'язком за напругою.

При аналізі спектра багатотонального сигналу, який посилюється подібним підсилювачем, виявляється чимало комбінаційних складових. Їх кількість та загальна потужність зі збільшенням числа складових вхідного сигналу зростають практично за факторіальним законом, тобто дуже швидко. При відтворенні музики на слух це сприймається як "брудне", "непрозоре" звучання, яке зазвичай називають "транзисторним". Крім того, залежність рівня спотворень від рівня сигналу далеко не завжди виявляється монотонною. Буває, що при зменшенні рівня корисного сигналу потужність спотворень не зменшується.

Зрозуміло, що у таких пристроях паспортний набір характеристик підсилювача (коефіцієнт гармонік, смуга частот) нічого, крім спритності виробника, свідчить. В результаті звичайний споживач найчастіше виявляється у стані покупця "кота в мішку", оскільки нормально послухати (з порівнянням за контрастом) перед покупкою якось не вдається. Звичайно, не все так похмуро - щодо кольору корпусу, габаритів і ваги практично всі фірми, що дорожать своєю маркою, поводяться бездоганно.

Це аж ніяк не означає, що на ринку взагалі немає вартих уваги УМЗЧ – їх мало, але вони є. З усіх промислових підсилювачів, з якими автору довелося попрацювати, найбільш "точним" видався старий "Yamaha M-2" (зараз у Японії нічого подібного не роблять). Ціна його, щоправда, чимала, та й на навантаження 4 Ома не розрахований, крім того, вихідні транзистори в ньому працюють з порушенням вимог ТУ. З аматорських – дуже гарне враження залишив підсилювач А. Вітушкіна та В. Телесніна [2]. Він працює явно краще ("прозоріше"), ніж УМЗЧ ВР [3]. Ще один хороший підсилювач - М. Александер з PMI [4].

Проте всі ці підсилювачі далеко не повністю реалізують можливості елементної бази щодо реального рівня спотворень, швидкодії та відтворюваності. З цих причин, а також з міркувань інженерного престижу автор цієї статті вважав за краще розробити власну версію УМЗЧ, яка відображала б реальні можливості елементної бази (у тому числі наявної в Росії та СНД) і була б нескладна в повторенні. Паралельно розроблений і "комерційний" варіант із використанням імпортної елементної бази - з ще більшими можливостями та більшою вихідною потужністю.

Головною метою розробки стало не так досягнення високих "паспортних" характеристик, як забезпечення максимально можливої ​​якості в реальних умовах експлуатації. Виняткові значення параметрів при цьому вийшли автоматично, як результат оптимізації схеми та конструкції.

Основною особливістю пропонованого УМЗЧ є широкосмуговість, досягнута рядом схемотехнічних та конструктивних заходів. Це дозволило отримати частоту одиничного посилення по петлі ООС близько 6...7 МГц, що значно більше, ніж у більшості інших конструкцій УМЗЧ. Як наслідок, глибина ООС, що досягається, у всій звуковій смузі частот виявляється більше 85 дБ (на частоті 25 кГц), на частоті 100 кГц глибина ООС становить 58 дБ і на частоті 500 кГц - 30 дБ. Смуга повної потужності перевищує 600кГц (при спотвореннях близько 1%). Нижче наведено основні характеристики УМЗЧ (при вимірюванні спотворень та швидкості наростання вхідний фільтр та пристрій м'якого обмеження вимкнено).

Підсилювач (рис. 1) складається з наступних вузлів: вхідного ФНЧ другого порядку з частотою зрізу 48 кГц, "м'якого" обмежувача рівня сигналу, власне підсилювача потужності, вихідний LRC-ланцюга, а також каскадів автоматичного балансування по постійному струму та компенсації опору проводів ( схема чотирипровідного підключення навантаження). Крім того, передбачений допоміжний підсилювач сигналу в точці, що підсумовує, УМЗЧ. Поява помітної напруги на інвертуючому вході підсилювача, охопленого паралельної ООС, свідчить про порушення стеження в петлі зворотного зв'язку і, відповідно, про спотворення, хоч би якими причинами вони були викликані. Цей додатковий підсилювач посилює сигнал спотворень рівня, необхідного для роботи індикатора спотворень.

У сигнальному тракті підсилювача використовуються ОУ КР140УД1101, що рідко застосовуються в аудіоапаратурі, але мають, незважаючи на давність розробки (Боб Добкін розробив його прототип LM118/218/318 ще на початку 70-х років), унікальною комбінацією характеристик. Так, перевантажувальна здатність для диференціального вхідного сигналу у К(Р)140УД11(01) у 40 разів краща, ніж у традиційних "звукових" ОУ. Одночасно з цим у нього відмінні швидкість наростання та добуток посилення на смугу (50x106 Гц на частоті 100 кГц). До того ж цей ОУ дуже швидко виходить із перевантажень, а його вихідний каскад працює з великим струмом спокою та має високу лінійність ще до охоплення зворотним зв'язком. Єдиний його недолік - спектральна щільність ЕРС шуму цього ОУ приблизно вчетверо вище середньої для малошумящих приладів. В УМЗЧ, однак, це не має великого значення, оскільки відношення максимального сигналу до шуму виходить не гірше за 110 дБ, що цілком достатньо при даній потужності. У сигнальному тракті ОУ використовуються в інвертуючому включенні з метою усунення спотворень, що викликаються синфазною напругою на входах.

Власне підсилювач потужності побудований за вдосконаленою "класичною" структурою [3, 5] - на вході для забезпечення високої точності включений ОУ, потім слідують симетричний підсилювач напруги на основі "зламаного каскоду" та вихідний каскад на основі трикаскадного емітерного повторювача. За рахунок, здавалося б, дрібних удосконалень та конструктивних заходів (рис. 2) реальну якість звучання та відтворюваність параметрів цього підсилювача радикально покращено порівняно з [3, 5, 6].

У вихідному каскаді, розрахованому на навантаження 4 Ом, використано не менше восьми транзисторів у плечі. Незважаючи на уявну надмірність і громіздкість, таке рішення зовсім необхідне при роботі на реальне комплексне навантаження з двох причин. Перша, і найважливіша, у тому, що з роботі на комплексне навантаження різко збільшується миттєва потужність, що виділяється на вихідних транзисторах.

На рис. 3 наведено графіки залежностей величини миттєвої потужності, що розсіюється на вихідних транзисторах, від миттєвого значення вихідної напруги для різних навантажень (криві 1-3) при напрузі живлення +40 В. Крива 1 відповідає роботі РОЗУМ на чисто активне навантаження з опором 0,8 від номінального (т. е. 3,2 Ом), крива 2 - на комплексне навантаження з модулем імпедансу 0,8 від номінального та фазовим кутом 45 град. (Вимога ОСТ.4.ГО.203.001-75), а крива 3 - при фазовому вугіллі 60 град. З графіків видно, що при роботі на комплексне навантаження пікова потужність, що розсіюється вихідними транзисторами, виявляється в 2,5 - 3 рази більше, ніж при аналогічному за модулем резистивного навантаження.

Це саме собою - проблема, але найбільші неприємності викликає той факт, що максимум потужності, що розсіюється на транзисторах при роботі на комплексне навантаження припадає на моменти, коли вихідна напруга близько до нуля, тобто коли до транзисторів прикладена велика напруга джерела живлення. Модуль імпедансу деяких гучномовців може знижуватись з 4 до 1,6 Ом (у деякій смузі частот), а фазовий кут – зростати до 60 град. [7]. Це подвоює розсіювану потужність порівняно з кривою 3.

Для біполярних транзисторів дуже важливо, при якому напрузі на них розсіюється потужність: при підвищенні напруги допустима потужність розсіювання істотно знижується через появу "гарячих плям", що викликаються локальною термічною нестійкістю, що призводять до деградації параметрів та вторинного пробою. Тому для кожного типу транзисторів існує область безпечних режимів (ОБР), всередині якої допускається їх експлуатація. Так, для КТ818Г1/819Г1 (вони володіють найкращою ОБР серед вітчизняних потужних комплементарних транзисторів) максимальна потужність розсіювання при напрузі 40 В і температурі корпусу 60...70°С становить не 60, а 40 Вт, при напрузі 60 В до 32 Вт, а при напрузі 80 В – до 26 Вт.

Для наочності на рис. 3 наведена крива 4, що показує можливості цих транзисторів розсіювання потужності в залежності від вихідної напруги підсилювача. Видно, що навіть при роботі на чисто активне навантаження необхідно включити в паралель не менше двох приладів у плече. У потужних польових транзисторів (MOSFET, МОППТ) ОБР більший, проте ступінь їхньої комплементарності значно гірший, ніж у біполярних. Це призводить до того, що спотворення МОП-ПТ вихідного каскаду на малих рівнях сигналу (через розкид порогової напруги, а також більшого вихідного опору) і високих частотах (через сильну асиметрію ємностей і крутість) виявляються в кілька разів більше, ніж у правильно спроектованого каскаду на біполярних транзисторах Тим не менш УМЗЧ з вихідним каскадом, виконаним на MOSFET, у виробництві за кордоном виявляється дешевшим, ніж на біполярних. Причина - ціни на потужні біполярні та польові транзистори за кордоном приблизно однакові, а польових потрібно менше. ОБР кращих імпортних біполярних транзисторів істотно більше, ніж у вітчизняних, проте при роботі на навантаження 4 Ом їх також потрібно включати в паралель.

Розраховувати на короткочасність виділення потужності не можна, оскільки час утворення плям струму вимірюється десятками мікросекунд, що набагато менше напівперіоду низької частоти. Отже, кількість вихідних транзисторів слід вибирати, виходячи із забезпечення роботи кожного з них у межах ОБР для постійного струму. Це призводить до необхідності збільшення числа вихідних транзисторів, що дорого та трудомістко. Саме тому у більшості комерційних підсилювачів транзисторів значно менше, ніж потрібно. Однак параметри транзисторів, що експлуатуються з порушенням ГРР, поступово деградують, що призводить до погіршення звучання.

Друга причина необхідності великої кількості вихідних транзисторів пов'язана з тим, що їх характеристики, насамперед швидкодія, зі зростанням струму починають погіршуватися задовго до досягнення гранично допустимих струмів. Так, у широко поширеного японського транзистора 2SA1302, формально розрахованого на 15 А, різкий спад граничної частоти починається з 3 А, а комплементарного йому 2SC3281 - з 2,5 А. Є й інші причини, що призводять до доцільності паралельного включення кількох потужних транзистора. Збільшення сумарної ємності база-емітер призводить до прямого проходження сигналу з попереднього каскаду (при певному запасі потужності) і смуга пропускання вихідного повторювача фактично перевищує граничну частоту вихідних транзисторів. Саме тому в даному підсилювачі виявилося можливим застосовувати відносно "повільні" вихідні транзистори без шкоди для характеристик, що досягаються.

В підсилювачі використано елементну базу вітчизняного виробництва. У сигнальному тракті кожного каналу застосовані ОУ К(Р)140УД1101 (3 шт.), у допоміжних ланцюгах - К(Р)140УД14(08) та КР140УД23 (по 1 шт.). У попередніх каскадах використані комплементарні транзистори серій КТ3102 та КТ3107 (по 2 шт.), КТ632 та КТ638 (по 4 шт.), КТ502 та КТ503 (2 та 1 шт.), КТ9115 та КТ969. У щаблях вихідного каскаду підсилювача встановлені КТ3А та КТ961Е (639 та 4 шт.), а також КТ5Г818 та КТ1Г819 (по вісім транзисторів у плечі). У підсилювачі також використані діоди серій КД1 або КД521, КД522Б та КД243Б.

На рис. 4 наведено принципову схему УМЗЧ. Вхідний ФНЧ виконаний на ОУ (DA1) в включенні, що інвертує. Сигнал з виходу ФНЧ проходить через "м'який обмежувач" ("soft clipper"), реалізований на транзисторах VT1-VT4 і діодах VD3-VD14, а потім надходить на вхідний каскад підсилювача потужності, виконаний на ОУ DA3. За ним слідують симетричний каскодний транзисторний підсилювач напруги на VT5-VT8, VT13-VT15 та підсилювач струму (вихідний повторювач) на транзисторах VT16-VT45. ОУ DA2 виконує функцію підсилювача сигналу в точці, що підсумовує, УМЗЧ для роботи індикатора спотворень.

(Натисніть для збільшення)

(Натисніть для збільшення)

Підсилювач напруги, що йде за ОУ DA3, має високу лінійність за рахунок симетричності структури і дуже глибокої (понад 40 дБ) місцевої ООС. Ланцюги цієї ООС спільно з R71C46 та DA3 використані також для формування необхідної АЧХ петльового посилення УМЗЧ загалом.

У такому каскаді є одна тонкість: для мінімізації втрат посилення падіння напруги на резисторах в емітерних ланцюгах останніх транзисторів каскоду (на рис. 4 це - R59, R63) повинно бути не менше 2,5 В, або ці резистори слід замінити на джерела струму . Інакше погіршується лінійність підсилювача напруги. Зауважимо, що в УМЗЧ, описаних у [5] і особливо в [3], ця умова не виконується. З метою подальшого підвищення лінійності (особливо на високих частотах) напруга живлення підсилювача вибрано на 10...12 більшим, ніж напруга живлення вихідного каскаду. Діоди VD17-VD19 призначені для прискорення перехідних процесів при виході підсилювача з навантаження, а також захисту від деградації емітерних переходів транзисторів VT5-VT8.

Ланцюги R64C41, R66C42 виключають паразитне самозбудження VT13 і VT14, а діоди VD26, VD27 запобігають насичення транзисторів вихідного каскаду (ці діоди повинні витримувати зворотну напругу не менше 100 В при струмі 10мА при 521кА слову задовольняють). Незвичайна схема паралельного включення транзисторів у перших двох каскадах повторювача забезпечує ефективне вирівнювання струмів через транзистори, позбавляючи необхідності їхнього підбору. Конденсатори С1, С4148-С45 запобігають появі динамічної асиметрії вихідного каскаду.

Стабілітрон VD25 затримує включення транзисторів VT13 і VT14 під час заряджання накопичувальних конденсаторів джерела живлення, щоб до моменту їх включення напруга живлення ОУ досягла +5...7 і вони увійшли в нормальний режим. Ця міра запобігає стрибкам вихідної напруги при включенні живлення. З цією ж метою діапазон автопідстроювання нуля на виході УМЗЧ обмежений величиною +0,7 Ст.

Може здатися незвичайним послідовне з'єднання резисторів у ланцюгах ООС (R23, R24, ланцюги R27C17 та R28C18, а також R45, R46). Це зроблено з метою зниження нелінійності ланцюгів ООС (величини опору резисторів та ємності конденсаторів, хоча й у малій мірі, залежать від прикладеної до них напруги). З тієї ж причини резистори R23, R24, а також R122 та R123 обрані з великим запасом потужності розсіювання.

Серед інших особливостей, що заслуговують на увагу, слід відзначити пристрій початкового зміщення на бази трикаскадного повторювача, побудований на VT15 (він змонтований на радіаторі вихідних транзисторів) і резисторах R60-R62 і R65. Температурний коефіцієнт напруги зміщення вибраний дещо більше звичайного для обліку різниці в температурі радіатора та кристалів потужних транзисторів.

Не звичайно використання конденсатора C40. Відсутність цієї деталі у більшості конструкцій призводить до динамічної зміни напруги зміщення та зростання нелінійності підсилювачів на сигналах зі швидкістю наростання або спаду понад 0,2...0,5 В/мкс. А це дуже суттєво позначається на величині інтермодуляційних спотворень у галузі найвищих частот. До речі, використання як VT15 "повільного" транзистора (типу КТ502 або КТ209) запобігає ще один дефект, що часто виникає, але рідко помічається - самозбудження транзистора на частотах порядку 50...200 МГц через індуктивність проводів. Наявність такого самозбудження виявляє себе підвищеним рівнем шуму та інтермодуляційних спотворень на звукових частотах.

Пристрій "м'якого обмеження" на транзисторах VT1-VT4 та діодах VD3-VD14 відрізняється тим, що його поріг залежить від напруги живлення вихідного каскаду, тим самим досягається максимальне використання вихідної потужності підсилювача.

Для забезпечення надійної роботи УМЗЧ пристрій захисту враховує не тільки струм, що протікає через потужні транзистори, а й напруга на них. Тригерний варіант використаний тому, що обмежувачі струму звичайного типу ("прикривають" вихідні транзистори в аварійних ситуаціях) не гарантують збереження підсилювача, а, крім того, погіршують роботу вихідного каскаду на високих частотах. Важливий і діагностичний ефект: спрацьовування захисту свідчить, що у системі щось гаразд.

Індикатор спрацьовування захисту "Перевантаження" та кнопка SB1 скидання захисту розміщені поза платою підсилювача та підключені до неї через роз'єм ХР1 (XS1 - на рис. 5).

Струм спокою кожного з транзисторів VT28-VT35, VT36-VT43 вихідного каскаду обраний у межах 80...100 мА, оскільки при меншій величині неприпустимо погіршуються частотні властивості потужних транзисторів.

Як видно зі схеми, випрямні діоди та накопичувальні конденсатори джерела живлення віднесені до підсилювача і розташовані на друкованій платі – див. рис. 2 у першій частині статті. Це дозволило різко (у десятки разів) знизити величину паразитної індуктивності ланцюгів живлення, що необхідне забезпечення малого випромінювання перешкод вихідним каскадом, і навіть підвищення швидкодії підсилювача.

Сумарна ємність накопичувальних конденсаторів в блоці живлення підсилювача становить 56 400 мкФ на кожне плече і може здатися занадто великою в порівнянні зі значеннями, що зазвичай зустрічаються (10...20 000 мкФ). Проте це - не розкіш: для забезпечення пульсацій напруги в межах 1,5...2 при струмі до 9 А потрібна ємність не менше 45...60 000 мкФ (енергоємність - 75...100 Дж на канал) . Недостатня ємність конденсаторів у блоках живлення більшості комерційних підсилювачів пояснюється виключно економічними причинами.

Вплив вихідних ланцюгів – кабелів та іншого – на передачу сигналу від підсилювача до гучномовця практично повністю усунено. З цією метою використано чотирипровідне підключення навантаження, запозичене з вимірювальної техніки (звичайне включення забезпечується встановленням перемичок між контактами S2 та S3 відповідних ліній АС та ОС). Крім того, на виході підсилювача встановлений RLC-ланцюг, оптимізований за допомогою комп'ютера та ефективно ізолює на частотах вище 100...200 кГц вихідний каскад підсилювача від будь-яких паразитних впливів. Це один із заходів, що дозволили практично реалізувати настільки велику широкосмуговість ООС (6...7 МГц).

Всупереч поширеному уявленню, слід зазначити, що між глибиною ООС та схильністю підсилювача до появи динамічних спотворень прямого зв'язку насправді немає. Більше того, розширення смуги пропускання в петлі ООС та збільшення її глибини за межами діапазону звукових частот насправді полегшує виконання умов відсутності динамічних спотворень та навантаження вхідних каскадів. Їх перевантаження великим різницевим сигналом призводить до зриву стеження в петлі зворотного зв'язку та "вимкнення" ООС. Для запобігання цьому явищу необхідно зменшувати величину різницевого сигналу. Найкращим засобом слід визнати збільшення глибини ООС на високих частотах.

Тепер щодо застосування ООС для підвищення лінійності. Аналіз схемотехніки багатьох підсилювачів призводить до висновку, що більшість розробників, мабуть, не усвідомлюють, що здатність ООС виправляти спотворення залежить не тільки від її глибини, а й від місця виникнення цих спотворень.

Розглянемо найпростішу модель трикаскадного підсилювача з ООС (рис. 6), де зверху зображено його структурну схему з джерелами ЕРС шумів (en) та спотворень (ed) у кожному каскаді. Нижче наведено еквівалентну їй схему, де всі джерела шумів і спотворень перераховані на вхід (тобто в підсумок підсилювача). При цьому стає очевидним, що абсолютний рівень наведених до входу продуктів спотворень при введенні ООС у першому наближенні залишається незмінним, а ступінь ослаблення спотворень і шумів прямо пропорційна посиленню від точки, що підсумовує, до місця виникнення цих спотворень і шумів. Зниження відносного рівня спотворень при введенні ООС відбувається за рахунок того, що загальне ("зовнішнє") посилення системи знижується, і відносна частка шумів і спотворень падає. Якщо спотворення, внесені вихідним каскадом, мають одиничне посилення, дійсно послаблюються в стільки разів, яка глибина ООС на частоті відповідного продукту спотворень, то спотворення першого каскаду, наведені для його входу, не послаблюються зовсім.

Саме ця обставина змушує до краю підвищувати вихідну лінійність всіх каскадів підсилювача, що охоплюється ООС, особливо вхідних. В іншому випадку може вийти, що після введення ООС відбудеться різке розширення спектра спотворень інтермодуляційних. Механізм цього явища простий: спектр різницевого сигналу, що надходить на вхід підсилювальних каскадів, завжди виявляється розширеним за рахунок продуктів спотворень. При цьому, якщо глибина ООС зі зростанням частоти зменшується швидше, ніж спадають рівні продуктів спотворень (це для більшості підсилювачів), то частка високочастотних продуктів спотворень у різницевому напрузі на вході при замкнутій ООС перевищує частку корисного сигналу. Оскільки зі зростанням частоти лінійність підсилювальних каскадів зазвичай знижується, виникає маса продуктів інтермодуляції, частина з яких потрапляє і в область звукових частот. Саме для того, щоб це явище не виникало, і необхідний достатній запас лінійності вхідних каскадів, особливо щодо асиметричних нелінійностей.

Діапазон лінійності (по вхідному диференціальному напрузі) у застосованого в підсилювачі ОУ КР140УД1101 становить +0,8, що більше, ніж у практично всіх ОУ зі входом на польових транзисторах. Лінійність вхідного диференціального каскаду у КР140УД1101 завдяки глибокій місцевій ООС (як відносно високоомних резисторів в емітерних ланцюгах) також значно вища, а вхідна ємність у кілька разів менше, ніж у ОУ з польовими транзисторами на вході. У той же час, напруга сигналу на вході ОУ DA3 (при роботі підсилювача без перевантаження) не перевищує 1 мВ.

Розмах сигналів на виході DA3 при нормальній роботі підсилювача не перевищує 0,5 від піка до піку. За даними вимірювань за цих умов ОУ КР140УД1101 ще до охоплення ООС має частотах до 50 кГц нелінійність менше 0,05%. Наступний за ОУ підсилювач напруги на транзисторах VT5 - VT14 також має дуже високу лінійність - його інтермодуляційні спотворення на середніх частотах при повному розмаху сигналу становлять приблизно 0,02...0,03%.

Як наслідок, загальна ООС в цьому підсилювачі, на відміну від більшості інших, виявляється в змозі ефективно придушувати гармонійні та інтермодуляційні спотворення, що вносяться вихідним каскадом і не вносить помітних побічних ефектів. Залишаються спотворення, пов'язані з особливостями конструкції УМЗЧ, що майже повністю визначаються монтажними наведеннями від струмів вихідного каскаду на вхідні ланцюги підсилювача. Небезпека цих наведень полягає в тому, що форми струмів, що проходять по ланцюгах живлення половин вихідного каскаду, що працює в режимі класу AB, значно спотворені порівняно зі струмом навантаження. Як наслідок, якщо наведення від цих струмів потрапляють у вхідні ланцюги не в точній симетрії (чого практично все одно домогтися неможливо), то виникають помітні спотворення, особливо на високих частотах, де паразитні зв'язки посилюються.

Для боротьби з цим явищем при розробці друкованої плати даного підсилювача було вжито ряд заходів, причому деякі з них не мають прецеденту в звукотехніці і характерні для розробки вимірювальної прецизійної апаратури. Наприклад, з метою граничної мінімізації паразитної індуктивності сильноточних ланцюгів у ланцюгах живлення замість традиційних "банок" застосовані розподілені по платі конденсатори меншої ємності, а фольга однієї зі сторін виконує роль загального дроту (на схемі з'єднання з ним показані потовщені лінії). Ланцюги потужних транзисторів вихідного каскаду розведені гранично компактно, що разом із розподіленим по платі загальним дротом більш ніж значно знизило випромінювання перешкод вихідним каскадом проти традиційної конструкцією. Далі, щоб уникнути проблем із наведеннями на з'єднувальні дроти, на одній платі змонтовані всі ланцюги підсилювача, включаючи навіть діоди випрямляча живлення (VD38-VD41).

Всі ці заходи дозволили створити підсилювач, який відрізняється не тільки дуже високою якістю, а й високою відтворюваністю характеристик. Ці переваги зберігаються у широкому діапазоні умов експлуатації (температура довкілля, навантаження, джерела сигналів тощо.). Описів або промислових зразків підсилювачів такого ж високого класу автору виявити не вдалося.

Про заміни напівпровідникових приладів. Замість транзисторів КТ818Г1 підійдуть КТ818Г у кількісному співвідношенні 2:3 (тобто 12 шт. замість 8), а також КТ864А, 2Т818А, КТ818ГМ, 2SA1302, КП964А, 2SA1294; замість КТ2Г1215 - транзистори КТ2Г (також у кількісному співвідношенні 1216:819) та КТ1А, 819Т2А, КТ3ГМ, 865SC2, КП819А, 819SC2, 3281SC954, 2SC3263. Застосовуючи комплементарні імпортні транзистори 2SA2921 і 2SC2922, 2SA1302 і 2SC3281, а також КП2 і КП1294 при напрузі живлення ±2 В, їх число можна скоротити до чотирьох у плечі з одночасним подвоєнням струму спокою. ях до 3263 Ом.

Застосовуючи транзистори 2SA1215 і 2SC2921 при тій же напрузі живлення (+40 В), їх достатньо ставити по три на плече, а транзистори 2SA1216 і 2SC2922 на великому радіаторі можна ставити всього по два, природно, з відповідним зменшенням опору згаданих. Сумарна площа ребер радіаторів для кожного каналу повинна становити не менше ніж 1500...2000 см 2 .

Транзисторну пару КТ961, КТ639 можна замінити на BD139 та BD140, КП961А(Б) та КП965А(Б), 2SD669 та 2SB649, 2SA1837 та 2SC4793. Пару КТ969, КТ9115 цілком замінять КП959А(Б) та КП960А(Б) або BF871 та BF872.

Що ж до транзисторів КТ632Б і КТ638А, їх замінювати немає сенсу. Проте у позиції VT8 допустимо застосувати КТ9115, КП960, 2SA1538, 2SA1433, КТ9143, позиції VT7 - 2N3906, у позиціях VT10, VT45 - 2N5401. Транзистор КТ638А позиції VT6 замінимо на КТ969А, КП959, 2SC3953, 2SC3504, КТ9141, позиції VT5 - на 2N3904, у позиціях VT9, VT44 - на 2N5551, КТ604. Транзистори КТ605А можна замінити на будь-які з цієї серії або на BC602 – ​​BC3102 (з будь-яким індексом), а комплементарні ним КТ546А – на КТ550 з будь-яким іншим індексом та на BC3107 – BC3107.

ОУ КР140УД1101 в УМЗЧ (DA3) допустимо замінювати тільки на К(Р)140УД11 або LM118/218/318 (вітчизняний, щоправда, працює краще), в інших місцях - на AD841 (що, однак, невиправдано дорого). ОУ КР140УД1408 можна замінити на К140УД14, LM108/208/308 або AD705, OP-97. У вхідному ФНЧ для зниження шуму корисно використовувати LF356 (КР140УД22), OP-176. Для ОУ КР140УД23 аналогом є LF357, можливе застосування та OP-37 (КР140УД26).

Блок живлення. Пристрій захисту та індикації спотворень

При високій енергоємності конденсаторів блоку живлення важливим є правильний вибір його трансформатора. Пов'язано це з тим, що випрямляч, що працює на батарею конденсаторів великої ємності, створює в обмотках трансформатора аж ніяк не синусоїдальний струм, який мається на увазі в більшості методик розрахунку трансформаторів. Пікова величина (до 50 А) і швидкість наростання струму в цьому випадку виявляються значно більшими, ніж при резистивному навантаженні. Це різко збільшує випромінювання перешкод ланцюгами живлення. Крім того, падіння напруги на обмотках виявляється більшим, ніж при роботі трансформатора на рівну за потужністю активне навантаження. Втрати в обмотках визначаються піковим струмом, а вихідна потужність випрямляча – середнім. Тому трансформатор для УМЗЧ має бути дуже потужним, з малим опором обмоток. Для зменшення перешкод індукція магнітного поля у цьому трансформаторі має бути знижена порівняно із звичайними значеннями [8]. Потрібно також враховувати, що споживана підсилювачем потужність при роботі на комплексне навантаження виявляється помітно вищою, ніж на активну (див. рис. 3 в першій частині статті - "Радіо", 1999 № 10).

Максимальна величина пульсацій на оксидних конденсаторах виготовлювачами нормується і для конденсаторів великої ємності при кімнатній температурі та частоті пульсацій 100 Гц рідко допускається більше 8...10% робочої напруги. Термін служби навіть кращих конденсаторів при таких пульсаціях і вказаній на корпусі температурі (85 або 105 ° С) зазвичай не перевищує 2000 год, збільшуючись приблизно в два з половиною рази при зниженні температури кожні 10 ° С [9]. Проте концертні та побутові підсилювачі з економічних міркувань проектують із сильно заниженою ємністю конденсаторів (і завищеними пульсаціями), оскільки вважається, що концертний підсилювач довше за гарантійний термін не проживе (його раніше спалять або розіб'ють), а побутовий у більшості власників, як правило, використовується не більше ніж на 10 % його потужності. до 105 °С, за інших рівних умов майже вдвічі вище, а допустимі струми - нижче, ніж у менш теплостійких (до 85 °С).

У підсилювачі, що описується, відносна величина пульсацій на конденсаторах фільтра при повному навантаженні обрана рівною приблизно 5%, що і призвело до сумарної ємності в плечі в межах 50 ... 60 000 мкФ.

Припустимо, що зменшення вихідної напруги випрямляча під повним навантаженням не перевищує 5...7 % (напруга холостого ходу - 42...43, при струмі 9...10 А воно знижується до 39...40, що відповідає втрати 10...15% потужності). І тут неважко визначити, що вихідний опір випрямляча має перевищувати 0,2...0,25 Ом. При вибраній величині пульсацій це вимагає приведеного до виходу сумарного опору первинної та вторинної обмоток трохи більше 0,05...0,06 Ом на плече. З цієї точки зору краще застосувати два окремі для кожного каналу трансформатора, оскільки легше буде розмістити обмотки.

Загальновідомо, що для забезпечення надійної роботи АС у конструкції УМЗЧ повинні бути передбачені заходи захисту від подачі на них постійної напруги та сигналів інфразвукової частоти. Крім того, через велику сумарну ємність конденсаторів живлення і низький опір обмоток трансформатора включення подібного БП в мережу без обмеження струму неприпустимо - струм зарядки конденсаторів може викликати спрацювання запобіжників, вихід з ладу діодів випрямлячів. Тому пропонований УМЗЧ забезпечений автоматикою, що забезпечує "м'яку" зарядку конденсаторів блоку живлення, перезапуск при короткочасному пропаданні напруги, а також відключення АС на час пуску підсилювача і при появі постійної напруги на виході УМЗЧ.

Особливість схемотехніки БП і автоматики полягає в тому, що під час ланцюгів, що задають, оксидні конденсатори не застосовуються. На думку автора, вони знижують надійність роботи подібних пристроїв та стабільність їх характеристик. Експлуатаційна надійність всього підсилювача за рахунок дотримання всіх обмежень на режими роботи транзисторів, за оцінкою автора, суттєво підвищена, тому захист АС від постійної напруги за наявності роздільного конденсатора C1 на вході УМЗЧ (див. схему на рис. 4 у другій частині статті - "Радіо ", 1999, № 11) в аматорській версії підсилювача необов'язкова. Проте під час підготовки даної публікації цю функцію було введено.

Як видно з принципової схеми (рис. 7), для живлення УМЗЧ використовуються два трансформатори. Перший – потужний T1 – має незалежні обмотки для живлення вихідних каскадів двоканального підсилювача, другий – малопотужний T2, від нього живляться попередні каскади з ОУ та блок автоматики. Це покращило схибленість і знизило вартість блоку, оскільки полегшується підбір стандартних трансформаторів.

(Натисніть для збільшення)

Вимоги до трансформатора T1 для стереопідсилювача такі: струм холостого ходу - не більше 40 мА (це при мережній напрузі 242 В), опір первинної обмотки не повинен бути більше 1,2 Ом, сумарний опір між кінцями обох половин обмотки 2x30 ,0,07 ... 0,08 Ом. Напруга холостого ходу між середньою точкою і кожним з кінців обмотки має бути при цьому в межах 29...31 В (при напрузі мережі 220 В). Додаткові обмотки для отримання випрямлених напруг +52...54 повинні мати напругу холостого ходу по 8...9 В і опір не більше 1 Ом кожна. Сумарна асиметрія напруги обмоток має перевищувати 0,3 У.

При самостійному розрахунку трансформатора Т1 під наявний магнітопровід перетином не менше 10 см2 (не менше 6 см2 для роздільних трансформаторів) доцільно скористатися рекомендаціями [8]. Зауважимо, що стрижневі магнітопроводи (ПЛ) із ретельно пришліфованими стиками не поступаються кільцевим (ОЛ) за рядом показників при більш технологічному намотуванні котушок.

Струм холостого ходу трансформатора T2 не повинен перевищувати 10 мА (при напрузі мережі 242), а опір його первинної обмотки - 150 Ом. Дві вторинні обмотки, з'єднані з VD20, VD26, повинні мати напругу холостого ходу між крайніми висновками 34...38 і опір до 3...4 Ом, а третя обмотка - 25...29 і опір не більше 2 Ом . Всі три обмотки мають відведення від середньої точки, асиметрія напруги на їх половинах допускається не більше 0,2 В.

Дуже бажано, щоб трансформатори мали обмотки, що екранують.

Наприклад, потужний трансформатор Т1 можна виконати на стрижневому магнітопроводі ПЛМ 32x50x90 із високоякісної сталі Е330А (при піковій величині індукції 1,1 Тл).

Всі потужні обмотки розділені так, що їх секції, розміщені на двох однакових котушках, з'єднані послідовно, при цьому струм будь-якої з обмоток проходить через обидві котушки - в цьому випадку мінімальні наведення.

У кожній секції мережна обмотка (крайні висновки 1-2) містить по 285 витків дроту Ø1,4 мм. Вторинні обмотки 4-5, 5-6 і 9-10, 10-11 також розділені навпіл, при цьому в кожній із восьми секцій міститься по 40 витків дроту Ø2...2,1 мм; обмотки 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 не секціоновані, мають по 24 витки і намотані у два дроти Ø0,5 мм.

Для обмоток слід використовувати провід ПЕВ-2 або аналогічний. Екранна обмотка - незамкнений виток з алюмінієвої фольги, що ламінує лавсан. Контакт з нею досягається за допомогою смужки лудженої сітки, що закладається під неї. Екранна обмотка розміщується між первинною та вторинною обмотками. Намотування котушок роблять на гільзі з граничною щільністю укладання.

Розглянемо роботу автоматики. Пусковий струм трансформатора T1 при включенні підсилювача кнопкою SB1 обмежується резисторами R11 та R12 (рис. 7). Далі, через приблизно 20 с, ці резистори шунтуються зустрічно-паралельною парою оптотиристорів VS1 і VS2, потім через 8 з підключається АС. Тимчасова послідовність визначається за допомогою найпростішого кінцевого автомата на мікросхемах DD3 і DD4, а тригер DD5.2 використовується для прив'язки моменту включення оптотиристорів до моменту малої миттєвої напруги в мережі. Тригер DD5.1 ​​фактично використаний як інвертор.

Після включення SB1 на виході елемента DD1.4 за рахунок дії ланцюга R10C9 протягом приблизно 2 з зберігається напруга низького рівня через інвертор DD3.2 воно обнуляє лічильники DD4. У цьому стані оптотиристори (а також реле К1) вимкнені, трансформатор T1 підключений до мережі через баластові резистори, а навантаження від підсилювача відключено. Після закінчення режиму скидання включаються генератор імпульсів і дільник частоти у складі DD4. При цьому на виході першої секції дільника (вив. 1 DD4) з'являються імпульси з частотою приблизно 2 Гц. Через елемент DD3.1 вони проходять вхід другої секції дільника частоти. Після проходження 32 імпульсів високий рівень на виведенні 5 DD4, слідуючи через DD5.2, відкриває VT1, керуючий оптотиристорами VS1 та VS2. Ще через наступних 16 імпульсів низький рівень на виході DD3.3 блокує подальший рахунок і після інверсії в D-тригері DD5.1 ​​відкриває VT2, що включає обмотку реле К1.

Пристрій контролю мережевої напруги виконано на резисторах R20-R22, конденсаторі C8, діодах VD12-VD14 та елементах DD1.3, DD1.4. Якщо в мережевому напрузі з'являються пропуски періодів або різкі "провали" напруги, то напруга в точці з'єднання R22 і С8 стає меншою від порогової для DD1.3 (4...5 В), що призводить до скидання DD4 через елементи DD1.4 і DD3.2 .5. Імпульси із частотою мережі для тактування D-тригерів DD3.4 знімаються з виходу DD0,6. Поява в процесі пуску на виході УМЗЧ постійною складовою величиною більше 0,7...4 викликає спрацювання якого-небудь з компараторів DA3.2, і через DD4 також скидає DDXNUMX, що блокує процес включення.

Застосування двох оптотиристорів замість одного оптосимістора викликано тим, що, по-перше, оптотиристори менш дефіцитні, а по-друге, симісторам властива асиметрія падіння напруги, що викликає підмагнічування магнітопроводу трансформатора постійним струмом. Це різко збільшує наведення.

Підключення АС до підсилювача здійснюється двома групами нормально розімкнених контактів реле K1. Оптимальне (з погляду мінімізації спотворень) місце включення контактної пари реле - у розрив між власне підсилювачем та вихідним RLC-фільтром (конденсатор С52 залишається підключеним до L1, R118 - див. схему на рис. 4). На друкованій платі підсилювача для цього передбачені точки підпаювання стрічкового кабелю, що йде до контактів реле. Практично ж, у разі чотирипровідного підключення навантаження, контакти реле можна підключати і до виходу RLCфільтра, у розрив проводу між точкою з'єднання L2, R120, R121 і вихідним ланцюгом УМЗЧ (+АС) з конденсатором С79 (він розміщений на клемах для підключення АС). Треба сказати, що реле - не дуже надійний елемент, оскільки його контакти можуть "пригоріти".

Більш надійне рішення - побудова захисту АС на основі шунтування виходу підсилювача потужним симистором, здатним витримати силу струму через пробиті транзистори вихідного каскаду. Однак ємність настільки потужного симістора дуже велика і, що найголовніше, нелінійна (залежить від напруги). Тому застосування такого елемента збільшує інтермодуляційні спотворення на вищих звукових частотах до сотих часток відсотка.

Відмінною особливістю пристрою виявлення постійної напруги на виході підсилювача є застосування дволанкового ФНЧ. Завдяки цьому знижено постійні часи фільтрів та виключено оксидні конденсатори, підвищено надійність, чутливість та швидкодію пристрою захисту. Час його спрацьовування з моменту появи постійної напруги 2 не перевищує 0,25 с, при напрузі 20 В - не більше 0,08 с. При спрацьовуванні захисту АС відключаються також оптотиристори.

Пристрій індикації спотворень у кожному каналі є комбінацією з порогового вузла з зоною нечутливості (його ще називають "віконним" компаратором), побудованого на двох елементах DA3.1, DA3.2, і цифрового мультивібратора, що чекає, з перезапуском (на відповідній "половинці" DD2 ). Принцип його дії ґрунтується на тому, що у вихідному стані рахунок блокований високим рівнем на виході четвертого тригера лічильника. При скиданні лічильника, що викликається спрацьовуванням будь-якого з двох об'єднаних комп'ютерів по виходу, низький рівень на виході четвертого тригера одночасно дозволяє рахунок і запалює світлодіод індикації спотворень (HL1 або HL2 відповідно). Після приходу восьмого тактового імпульсу лічильник повертається у вихідний стан, блокуючи подальший рахунок. Одночасно гасне відповідний світлодіод. Таким чином, індикація перевантаження діє протягом усього часу, коли напруга на входах компараторів виходить за межі зони нечутливості та зберігається ще 7-8 періодів тактових імпульсів (3...3,5 с) після повернення компараторів у вихідний стан.

Аналогічні "віконні" компаратори на елементах DA4 використані для визначення наявності постійної складової на виході УМЗЧ. Опорні напруги (0,5...0,6) компараторам задані параметричними стабілізаторами R18VD18 і R28VD19. Перетворення вихідних рівнів компараторів, що живляться від напруги +12 В, до рівнів логічних мікросхем, що живляться від джерела +12, виконано на резисторах R3 і R4, R7 і R8, R19 і R29. Ланцюг R25С12 забезпечує форсоване включення та вимкнення реле К1. Використане автором реле фірми Omron має номінальну напругу спрацьовування 12...15 і струм 40 мА. Однак, можна підібрати вітчизняне реле, при необхідності змінивши номінали елементів R25, R45, C12. Єдина принципова вимога до нього - його контакти мають бути розраховані струм не менше 15 А при напрузі не менше 50 В.

Стабілізатори джерел живлення ОУ обох каналів підсилювача виконані на мікросхемах DA5-DA8. Використання мікросхем регульованих стабілізаторів КР142ЕН12 (LM317) та КР142ЕН18 (LM337) викликано двома причинами. По-перше, для підвищення частотних характеристик і динамічного діапазону ОУ їхня напруга живлення обрана близька до максимально дозволеного (+18 В) і нестандартно - +16,5...17 В. У цьому підсилювачі це цілком допустимо, оскільки ОУ по виходу навантажені слабко. Необхідна вихідна напруга стабілізаторів задано зовнішніми резисторами. По-друге, за рахунок застосування конденсаторів C25, C28, C35 та C38 на порядок покращено придушення пульсацій та шумів стабілізаторів (у порівнянні з мікросхемами на фіксовану вихідну напругу) – вони не перевищують 0,2 мВ. З метою запобігання утворенню "земляних" контурів для кожного каналу використано окремі ізольовані джерела живлення.

Введення напруги мережі здійснюється через фільтр, утворений елементами С17-С20 і T3 - так званим синфазним трансформатором (або синфазним дроселем). Останній є обмоткою зі складених разом джгутом трьох проводів на феритовому кільці великого типорозміру. Число витків обмотки некритично; для кільцевого магнітопроводу перетином приблизно 1 см2 з фериту, наприклад марки 1500НМ, достатньо близько 20 витків. Цей фільтр значно покращує захист підсилювача від перешкод, що проникають з мережі. Усі з'єднання в ланцюгах введення мережі потрібно виконувати перетином проводом не менше 2 мм2 . Фільтр R35R36C21 запобігає проникненню перешкод від роботи тиристорів VS1, VS2 у малосигнальні ланцюги через трансформатор T2. Вимикач SB2, у зарубіжній апаратурі, що позначається як "Ground Lift" (від'єднання "заземлення"), дозволяє при необхідності відключити корпус підсилювача від захисного заземлення мережі, якщо воно є.

До речі, з тією самою метою підвищення перешкодозахищеності даного підсилювача передбачено включення синфазних трансформаторів та у вхідних сигнальних ланцюгах. Про цю дуже корисну деталь при конструюванні апаратури часто забувають або економлять на ній. Тому деякі дрібні фірми (наприклад, Transparent Audio Technology) організували досить прибутковий бізнес з торгівлі міжблочними кабелями з вбудованими синфазними трансформаторами (іноді з фільтрами, що перешкодно задушують) для поліпшення перешкодозахищеності апаратури. Користь від цього справді є, але на $500 (ціна не найдорожчого міжблочника вищезгаданої фірми) ніяк не тягне.

Про можливі заміни елементів

Мікросхема К1401СА1 – точний аналог LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). За їх відсутності можна використовувати К554СА3. Аналогом КР1157ЕН1202 (в корпусі КТ-26) є мікросхема 78L12 (інші аналоги можуть відрізнятися в цоколівці висновків), а КР1168ЕН12 - 79L12. Замість КР142ЕН12 цілком підійдуть LM317, KA317, а замість КР142ЕН18 – LM337, KA337 (усі – у корпусах ТО-220). При монтажі їх необхідно встановити на радіатори площею 15...25 см2. Транзистори КТ972 (VT1, VT2) можуть бути замінені на будь-які складові транзистори структури npn (наприклад КТ829), розраховані на струм не менше 150 мА, або транзистори, що зберігають великий коефіцієнт передачі струму (більше 60) при струмі 100 мА, наприклад, . Діоди КД815 - це аналог 243N1-4002N1, КД4007 - 521N1.

Резистори R11, R12 - типу С5-16 чи групи ПЕ. Основна вимога до них – здатність витримувати короткочасне перевантаження під час заряджання конденсаторів блоку живлення. З цього погляду вітчизняні резистори виявляються надійнішими. Конденсатори С1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - керамічні, на напругу 25, наприклад, КМ-6, К10-17, К10-23 або аналогічні імпортні, група ТКЕ - Н30, хоча допустима і Н70 . Конденсатор C16 - плівковий (К73-9) або керамічний (К10-17) групи ТКЕ не гірший за М1500. Конденсатори C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 або аналогічні імпортні. конденсатори C17-C21 - типу К78-2 або аналогічні імпортні, спеціально призначені для роботи в ланцюгах фільтрації (їх корпус зазвичай усіяний значками сертифікації безпеки).

Оксидні конденсатори – К50-35 або імпортні аналоги. Резистори R37-R44 мають бути або точними (серій С2-13, С2-26, С2-29 тощо), або підібраними з близьких за номіналом МЛТ, ОМЛТ, С2-23. Резистори підвищеної потужності – 2 Вт – МЛТ, ОМЛТ, С223 або їх імпортні аналоги. Інші малопотужні резистори можуть бути вуглецевими - С1-4, НД та ін. Випрямні мости КЦ405 замінені на КЦ402, КЦ404 або набір діодів КД243 (1N4002-1N4007). Як оптотиристорів VS1, VS2 застосовні будь-які з серії ТО125 з класом за напругою 6 і більше (ТО125-10-6, ТО125-108, ТО125-10-10, ТО125-12,5-6, ТО12512,5-10 п). Можна також використовувати серію ТО132.

Випрямні мости серії КЦ407 можуть бути замінені на набір діодів КД243 (1N4002-1N4007).

Якщо підсилювач планується часто використовувати на повній потужності, випрямні мости в підсилювачі (VD38-VD41 на рис. 4) корисно умощувати, включаючи паралельно кожне плече моста по парі діодів КД213, а при можливості - замінити більш потужні КД2997. Використовувати низькочастотні випрямні діоди не слід через явно виражений ефект "стрибкоподібного відновлення": вимкнення діода відбувається із затримкою на розсмоктування накопичених носіїв заряду. Закінчення цього процесу породжує великі перешкоди. Шунтування діодів конденсаторами допомагає слабо. З високочастотними діодами (КД213, КД2997, КД2995 тощо) цієї проблеми немає.

Можна також використовувати діоди Шоттки, розраховані на напругу не менше 100 В. Що стосується застосування імпортних високочастотних діодів, то їх потрібно брати на струм не менше 30 А, оскільки ця величина, як правило, для високочастотних закордонних діодів є або допустимий піковий струм, або середньовипрямлений струм на активне навантаження, а чи не середньовипрямлений струм під час роботи на ємнісний фільтр, як більшість вітчизняних діодів. Зокрема, можна порекомендувати діоди 40CPQ100 та 50CPQ100 (IR), проте роздрібна ціна становить близько $6...7.

Щоб при повторенні підсилювача уникнути проблем, викликаних використанням дефектних і некондиційних компонентів, рекомендуємо звернути увагу на їх перевірку. Пошук несправної деталі в широкосмуговому підсилювачі з глибоким ООС та безпосереднім зв'язком десятків транзисторів майже напевно вимагатиме більше сил, ніж попередній контроль елементів.

Перевірка компонентів

Незважаючи на те, що схемотехніка та конструкція представленого підсилювача гарантує отримання заявлених характеристик (при налаштуванні тільки одного параметра - струму спокою резистором R60), це не означає, що компоненти не потребують перевірки перед установкою.

Така ситуація викликана тим, що "розчинення" невеликої кількості бракованих виробів серед придатної продукції практикується не тільки південно-східними, а й багатьма західними фірмами, особливо при постачанні до роздрібної мережі та Росії. Вітчизняні підприємства також нерідко "скидають" у роздрібний продаж або на радіоринки поряд із придатними та бракованими виробами.

В результаті ймовірність купівлі некондиційних елементів для приватної особи, за оцінками та особистим досвідом автора, навряд чи нижча за 2...4%. Іншими словами, у середньому два-три елементи з сотні виявляються бракованими, і це при тому, що в кожному каналі підсилювача понад двісті деталей.

Якщо врахувати, що пошук несправних елементів уже зібраної конструкції забирає масу часу і сил, а також те, що один несправний елемент може спричинити несправність інших, необхідність вхідного контролю компонентів стає очевидною.

Проблема надійності ускладнюється тим, що в ТУ на багато як вітчизняних, так і зарубіжних компонентів введено лише невеликий (і часто недостатній) набір параметрів, зручних для контролю в масовому виробництві. При цьому ряд важливих характеристик, наприклад, таких як критичний струм і об'ємний опір колектора біполярних транзисторів, просто не нормуються і не перевіряються при виробництві, незважаючи на те, що їх впливом нехтувати не можна. Тому цілком можлива ситуація, коли, наприклад, якийсь екземпляр транзистора формально справний, але встановлювати його в конструкцію небажано, оскільки якийсь із його параметрів, не регламентованих у ТУ на поставку, виявляється набагато гіршим, ніж у середньому для компонентів даного типу.

Саме тому при складанні пристроїв високого класу необхідна ретельна перевірка компонентів. Щодо основної частини пасивних елементів (резисторів, конденсаторів малої ємності, діодів, стабілітронів), то їх перевірка не викликає проблем. Резистори перевіряють омметром на допустиме відхилення від номіналу, а також на надійність контакту (у вітчизняних резисторів типів С1-4 та ВС бувають неякісно навальцьовані контактні ковпачки). Крім того, висновки вітчизняних резисторів найчастіше вимагають обслуговування перед збиранням. Застосовувати активні флюси при цьому неприпустимо, а для зачистки висновків краще використовувати "чорнильну" гумку. Типи малопотужних резисторів, що рекомендуються - МЛТ, ОМЛТ С2-23.

Найбільш високі вимоги пред'являються до резистори R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123. Ці резистори обов'язково повинні бути металодіелектричними або, що ще краще, металопленочними (Metal Film) – МЛТ, ОМЛТ С2-23, С2-13, С2-26, С2-29В.

При доборі резисторів, якщо вони з допуском ±2% і більше, бажано витримати такі співвідношення:

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - з відхиленням не більше 1...3%;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - з відхиленням трохи більше 2...3%.

Більшість імпортних резисторів, що продаються в Росії, є вуглецевими (Carbon), тому при придбанні імпортних резисторів замість вищезгаданих є ризик купити під виглядом металодіелектричних вуглецеві або композиційні. При цьому краще орієнтуватися на резистори з допуском 1% і менше, які бувають вуглецевими лише у підробках. Основні недоліки вуглецевих та композиційних резисторів - велика нелінійність (до 0,05...0,1%) та підвищений шум при протіканні через них струму.

Шуми резисторів складаються з термодинамічного (зі спектральною щільністю ) та надлишкового (струмового) шуму, що проявляється при протіканні струму через резистор і викликаного флуктуаціями опору. У діапазоні звукових частот величина цього шуму у вуглецевих резисторів може перевищувати 10 мкВ (на декаду частоти при падінні напруги 1). Як правило, це на порядок і перевищує тепловий шум такого резистора.

Через надмірний шум резисторів власні шуми підсилювача зі збільшенням рівня сигналу зростають, і при використанні як R1, R7, R22, R23, R24 вуглецевих резисторів цей приріст може досягати 20..30 дБ! Застосування металопленочних резисторів знімає цю проблему: їх шум становить 0,1...0,5 мкВ/В, у металодіелектричних він трохи вищий за 0,5...2 мкВ/В.

Резистори R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 бажано використовувати металодіелектричні (МЛТ, ОМЛТ, С2-23). Бажано попарно підібрати R38, R44 і R59, R63, щоб вони відрізнялися не більше ніж на 2 ... 3%.

Вимог до інших резистори значно нижче. Так, резистори R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 і навіть R33, R37, R39, R42, R43 можуть бути вуглецевими без шкоди для характеристик підсилювача. Підстроювальний резистор R60 - керметний СПЗ-19а (з імпортних також придатний керметний або полімерний). Застосовувати інші підстроювальні резистори, особливо відкритої конструкції, не рекомендується через низьку надійність. В якості резисторів R118-R121 автором застосовані імпортні (типу SQP), що були в наявності, але вони замінні на С5-16 або паралельно з'єднані двоватні МЛТ С2-23 і т.п.

Конденсатори з ємністю до 1000 пФ доцільно використовувати керамічні – К10-7в, К10-17, К10-43а, К10-47а, К10-506 (груп ТКЕ ПЗЗ-М75), з імпортних – конденсатори групи NPO. Конденсатори менш термостабільних груп виготовляють із сегнетоелектриків, що мають нелінійні властивості, п'єзо- та піроефекти та інші "достоїнства". Погана слава керамічних конденсаторів у звукових ланцюгах пов'язана саме з цими особливостями. Конденсатори з малим ТКЕ поводяться, як правило, бездоганно. Можна також використовувати склоемалеві конденсатори СКМ, К22У-16, К22-5. З плівкових конденсаторів малої ємності допустиме застосування полістирольних (ПМ, К70-6) та аналогічних імпортних, проте властива їм паразитна індуктивність може зменшити запаси стійкості.

Контроль конденсаторів малої ємності зводиться до перевірки їх опору витоку (не менше 100 МОм), величини ємності (допуск до ±5%) та пробивної напруги не менше 25 В (крім С46 який повинен витримувати 50 В). Якщо вимірник ємності, що використовується, дозволяє визначити добротність (або зворотний їй тангенс кута втрат), то для справних конденсаторів добротність на частотах 100 кГц - 1 МГц повинна бути не менше 2000. Менші значення свідчать про дефект в конденсаторі. Рекомендовані прилади – Е7-12, E7-14.

Конденсатори С6, С8, С10-С12, С15, С19, С25, С40-С44 - блокувальні, тому особливих вимог до них не висувається. Проте бажано використовувати керамічні конденсатори КМ-5, К10-17, К10-23 та аналогічні з групою ТКЕ не гірше за НЗО (X7R для імпортних конденсаторів). Пов'язано це з тим, що у конденсаторів груп Н70Н90 (Z5U, Y5V) на частотах вище за кілька мегагерц помітно падає реальна ємність. Перевіряти їх має сенс лише відсутність обриву (наявності ємності) і пробою при напрузі 25-30 У.

Роздільний конденсатор С1 плівковий, краще поліпропіленовий, полістирольний або полікарбонатний (К78-2б, К71-4, К71-5, К71-7, К77-1, К77-2а). Однак габарити у них, крім К77-2, дуже великі, і тому автор застосував лавсанові конденсатори К73-17, відібрані добротністю на частотах 100 Гц (не менше 700) і 1 кГц (не менше 200). Різниця в ємності на частотах 100 Гц, 1 кГц та 10 кГц не повинна перевищувати 3%.

На жаль, ймовірність шлюбу у низьковольтних К73-17 в окремих партіях буває дуже велика, тому за відсутності вимірювальних приладів рекомендується застосовувати високовольтні (на 160 або 250 В). З тієї ж причини як С77, С78 використані високовольтні конденсатори. До речі, зауважу, що дослідження імпортних конденсаторів популярних аудіофілів марок (наприклад, MIT, SOLEN) показало відсутність переваг навіть перед хорошими екземплярами К73-17, не кажучи вже про К78-2 і особливо К71 -7.

Номінал С1 обраний з умови отримання частоти зрізу близько 20 Гц, але при використанні підсилювача з малогабаритною АС є сенс підвищити частоту зрізу до 40...50 Гц, щоб уникнути навантаження низькочастотних головок гучномовців. Якість, а часто і "кількість" басів при цьому навіть покращується за рахунок зниження спотворень, що викликаються надмірним перебігом дифузора. Розкид ємності конденсаторів С1 в каналах РОЗУМ не повинен перевищувати 5%.

Конденсатори С5, С9, С31, С32, С35, С37, С39, С45, С47-С51, С77, С78 - лавсанові - К73-17 або аналогічні імпортні (майларові, поліефірні). Основна вимога до них - малі габарити та помірна паразитна індуктивність (не більше 0,02...0,04 мкГн). Після придбання конденсаторів бажано перевірити їхній еквівалентний опір на високих частотах (див. далі), оскільки зустрічається дефект контакту алюмінієвої металізації обкладок з торцевою заливкою конденсатора на основі цинку або олов'яно-свинцевого припою. Найбільш це важливо для С47 – С49, С77 та С78. Активна складова їх опору має перевищувати 0,2...0,3 Ом.

Конденсатори С52 і С79 - поліпропіленові, К78-2 або аналогічні імпортні з малою індуктивністю (перешкодні). Їхня заміна на конденсатори інших типів небажана, ємність же некритична: номінал С52 - в межах 4700-2200 пФ, С79 - 1500 - 3300 пф. Перевірка зводиться до контролю за допустимою напругою (не менше 50 В), ємністю та добротністю (не менше 1000 на частоті 100 кГц або 1 МГц).

Оксидні конденсатори С2, С4, С13, С14, С20, С27, С30, С33, С53-С76, С80, С81 - вітчизняні К50-35, К50-68. При виборі імпортних конденсаторів важливий не стільки виробник, скільки реальні характеристики. Найкращими є конденсатори з малою індуктивністю та малим еквівалентним послідовним опором – ЕПС (у імпортних це група "Low ESR"). В основному, вони призначені для імпульсних блоків живлення. Подібні конденсатори випускаються багатьма виробниками, але вони дорожчі за звичайні і їх придбання нерідко можливе тільки на замовлення. Зі звичайних конденсаторів можна рекомендувати вироби Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon, Samsung. До речі, уважний аналіз каталогів фірм-виробників оксидних конденсаторів показує, що так звані конденсатори For Audio з великою ємністю в кращому випадку виявляються нічим іншим, як конденсаторами групи Low ESR зі зміненим маркуванням.

Перевірка оксидних конденсаторів щодо малої ємності (С2, С4, С13, С14, С20, С27) зводиться до виміру їх струму витоку при номінальній напрузі (не більше 10...20 мкА), а також оцінці їхньої індуктивності та ЕПС. Спосіб вимірювання струму витоку очевидний, а визначення послідовного опору та індуктивності проводять наступним чином.

Через конденсатор, підключений послідовно з недротяним резистором опором R=300-750 Ом (0,5-1 Вт) до генератора синусоїдального сигналу з вихідною напругою не менше 5, пропускається змінний струм різної частоти, а напруга на ньому вимірюють мілівольтметром або осцилл. Графік залежності напруги на конденсаторі від частоти в діапазоні 1 кГц...1 МГц будують у логарифмічних координатах по обох осях (рис. 8). Зазвичай він має вигляд тупого кута вершиною донизу, причому хід лівої гілки визначається ефективною ємністю конденсатора, зростання напруги на більш високих частотах пов'язане з паразитною індуктивністю конденсатора, а "гострота" кута залежить від послідовного опору.

Ці величини з достатньою для практики точністю можна визначити за графіком у такий спосіб.

По-перше, знаходять напругу U1, що відповідає мінімуму кривої. По-друге, будують дотичні до гілок, що піднімаються вгору, кривою і відзначають точку їх перетину (рис.8). Напруга та частота, відповідні точці перетину, позначають як U2 і fo відповідно.

Після цього неважко знайти ЕПС, ефективну ємність та паразитну індуктивність конденсатора за формулами:

де Rеп - ЕПС, UG - напруга генератора.

Природно, графік досить побудувати лише одного-двох примірників конденсаторів, импеданс інших перевіряють у двох-трьох точках на частотах, відповідних мінімуму послідовного опору, і частоті близько 1 МГц. Допустима величина ЕПС - трохи більше 0,1...0,15 Ом для конденсаторів на 4700 і 3300 мкФ і трохи більше 1,5 Ом для конденсаторів на 220 мкф. Їх допустимі індуктивності - відповідно трохи більше 0,02...0,05 мкГн.

При неможливості перевірки оксидних конденсаторів великої ємності для "підстрахування" їх можна зашунтувати плівковими або керамічними на відповідну напругу з номіналом у декілька мікрофарад.

Перевірка малопотужних діодів, крім контролю прямої напруги (не більше 0,7 В при струмі 20 мА), зводиться до оцінки їх струму витоку при невеликій зворотній напрузі - 3...6 В. Для цієї мети підходить, наприклад, стрілковий вольтомметр з межею вимірювання не менше 100 МОм, наприклад, ВК7-9, ВК7-15. Так, у ВК7-9 на межі 100 МОм струм повного відхилення стрілки становить 60 нА, а помітне її відхилення виникає вже за струму 1 нА. При вимірі зворотного струму діоди треба захищати від світла.

Найбільш жорсткі вимоги щодо струму витоку пред'являються VD1, VD2, VD15, VD16 (не більше 2...3нА при температурі +60...80°С); для VD9-VD14 допустимо струм не більше 10...15 нА. Особливо варто відзначити вимоги до діодів VD26, VD27 - це пряме падіння напруги не більше 0,7В (при температурі 20 ° С і струмі 20мА), і струм витоку не більше 3 ... 5мкА при зворотній напрузі 120В і температурі +60. .80°С. Щодо інших малосигнальних діодів досить обмежитися простою перевіркою за допомогою омметра.

Випрямні діоди VD28 - VD31, і особливо VD36-VD41, повинні бути перевірені на пробивну зворотну напругу - не менше 100 і 150В відповідно (при величині зворотного струму до 100 мкА і температурі +60 ... 80 ° С). Крім того, необхідно перевірити пряму напругу на діодах VD36-VD41 при протіканні імпульсу струму 50...60 А.

Схема для такої перевірки наведено на рис.9. Величина прямої напруги на діодах для мосту VD38-VD41, що спостерігається на осцилографі, не повинна перевищувати 1,3...1,5 В. Для діодів VD36, VD37 ця напруга допускається більшою до 2 В. Випрямні діоди з завищеним падінням напруги на граничних струмах є потенційно ненадійними.

Стабілітрони VD22-VD25 перевіряють звичайним способом на напругу стабілізації при струмі 7 ... 8 мА.

Транзистори VT1-VT10, VT44, VT45 достатньо перевірити на коефіцієнт передачі струму бази та пробивну напругу Uке Коефіцієнт h21Е для VT1-VT4 повинен бути в межах 80...600, VT5-VT12 - в межах 50...250 при струмі колектора ...5 мА. Пробивна напруга для VT10 -VT1 при відключеній базі і температурі 4...80°С має бути не менше 100 В, для VT25, VT5, VT8, VT9, VT10, VT44 - не менше 45 В, а у VT80, VT6 - не менше 7 В. Критерієм початку пробою вважається збільшення струму понад 40 мкА. При виборі транзисторів екземпляри з найбільшим коефіцієнтом h50Е краще використовувати як VT21, VT6. Транзистори VT7, VT11 і VT12 повинні мати h15Е не менше 21 і початковий струм колектора Iкео не більше 50 мкА при температурі 5 ... 60 ° С і напрузі Uке = 80 ... 6 Ст.

Коефіцієнт передачі струму VT13, VT14 некритичний; важливо лише, щоб при струмі колектора 10 мА і Uке = 6 ... 10 В він був більше 40. Вимоги до транзисторів VT16-VT19 жорсткіші - їх h21е при струмі колектора близько 10 мА і Uке = 5 повинен бути не менше 60 (Краще 70 ... 100). Аналогічна вимога пред'являється і до VT20-VT27. Підбирати транзистори за коефіцієнтом h21е немає потреби, достатньо, якщо розкид не перевищує 50...80%.

Для вихідних транзистори (VT28-VT43) коефіцієнти h21е мають бути не менше 40 при струмі 1 А. Застосовувати транзистори з h21е&№62;80 небажано, оскільки їхня область безпечної роботи менша. Напруга пробою Uкео при відключеній базі має бути не менше 100 В при струмі 20 мкА для VT13, VT14, VT1 б-VT19 і не менше 80 В для VT20 - VT43 (при струмі початку пробою 0,2 мА для VT20-VT27 та 2 для VT28-VT43). Температура перевірки напруги Uкео-60...80°С.

Для VT13, VT14, VT16-VT43 потрібна ретельніша перевірка. Це пов'язано з тим, що дефекти в будь-якому з цих транзисторів з великою ймовірністю призводять до виходу з ряду інших.

У зв'язку з цим у них додатково бажано перевірити критичний струм та об'ємний опір колектора. Надмірно високий опір (характерний для високовольтних транзисторів) призводить до раннього входу транзистора в режим квазінасичення. Транзистор у цьому режимі зберігає працездатність, але його підсилювальні та частотні властивості різко знижуються: гранична частота падає на один, а то й на два порядки, зменшується коефіцієнт передачі струму та зростає ефективна ємність колектора.

Таке різке збільшення інерційності транзисторів, крім погіршення показників підсилювача, призводить до ризику його самозбудження на частотах 0,6...2 МГц з наступним виходом з ладу через перегрівання наскрізними струмами.

У зв'язку з цим попадання транзисторів VT13, VT14, VT16-VT42 в режим квазінасичення виключено за рахунок вибору їх режимів з відносно малими робочими струмами. Подальше зменшення струмів призведе до зниження швидкості наростання та запасу стійкості підсилювача.

Проте оскільки розкид об'ємного опору колектора виробниками транзисторів не нормується, необхідна перевірка. У аматорських умовах вона полягає у визначенні залежності h21е від напруги Uкэ.

Методика полягає у встановленні заданого струму колектора транзистора при напрузі Uке = 5 ... 10 У регулюванням струму бази і подальшому зниженні цієї напруги до величини, що відповідає зниженню струму колектора на 10 ... 15% (при тому струму бази). Це напруга, при якому починається різке падіння струму колектора, і буде пороговим для початку квазінасичення транзистора (при цьому струмі колектора).

Порогова напруга транзисторів КТ9115 повинна бути не більше 5 В при струмі колектора 14 мА, а КТ969 - 3 В при тому струмі. Як VT13 бажано використовувати транзистори з найменшою напругою порога квазінасичення. Величину h21е прийняту за початкову, їм потрібно вимірювати при Uкэ=10...12В.

Транзистори КТ961 і КТ639 перевіряють струмі 100...150 мА, вимірюючи початковий коефіцієнт h21е при Uкэ=5В. Порогова напруга при цьому струмі не повинна перевищувати 1,5 для КТ639 і 1,2 для КТ961.

Транзистори КТ818 і КТ819 перевіряють при струмі 2 А, при цьому початковий h21е потрібно вимірювати при Uке = 5, а порогова напруга не повинна перевищувати 1,8 для КТ818 і 1,5 для КТ819.

Перевірка критичного струму для транзисторів КТ818 і КТ819 полягає у вимірі h21е при Uкэ=5 і двох значеннях струму колектора: 1 А і 3 А. Зменшення h21е виміряного на струмі 3 А, допустимо до 65% від значення, відповідного струму 1 А.

Транзистори КТ818 та КТ819 з індексами Г1 є точними аналогами КТ818ГМ та КТ819ГМ і відрізняються тільки типом корпусу (пластмасовий – КТ43-1).

Оскільки при перевірці транзисторів і струмах більше 50 мА на них виділяється досить велика для нагріву потужність, вимірювання потрібно проводити дуже швидко (протягом декількох секунд), або встановивши транзистори на тепловідведення.

Перевірка ОУ DA1, DA3, DA4 ось у чому.

Частотні та швидкісні характеристики перевіряють у схемі на рис.10 за допомогою осцилографа та генератора. Критерієм придатності є швидкість наростання та спаду прямокутного сигналу великої амплітуди (5 на вході) не менше 60 В/мкс і відсутність видимих ​​спотворень форми синусоїдального сигналу амплітудою 4 В аж до частоти 1,5...2 МГц. Струм споживання ОУ без сигналу (вимірюється за падінням напруги на резисторах фільтра живлення) повинен бути в межах 5...10 мА, амплітуда максимальної вихідної напруги на частоті 20 кГц - не менше ±14 В. Вихід з обмеження не повинен супроводжуватися перехідними процесами.

Шуми та напруга зміщення перевіряють при короткозамкненому вході та замиканні контактів S1 і S2, що переводять ОУ в режим масштабного підсилювача з коефіцієнтом передачі, що дорівнює 50 дБ (включення S2 обмежує смугу шуму до 50 кГц). Напруга шуму на виході не повинна перевищувати 1,4 мВ (7 мВ від піку до піку на екрані осцилографа), а зміщення постійного струму - не більше ±1,5 В.

Перевірку ОУ DA2 проводять, включивши його за схемою, показаною на рис. 11. Критерієм придатності є присутність на виході постійної напруги не більше 200 мВ та поява на виході ОУ сигналу наведень при торканні рукою виведення 3 DA2.

ОУ DA5 перевіряють за аналогічною схемою. На його виході в режимі (через 1-2 хв) постійна напруга не повинна перевищувати 80 мВ, а розмах напруги шуму на екрані осцилографа - не більше 1 мВ (від піка до піка). При вимірі шумів має бути забезпечене гарне екранування.

Плата розмірами 310 x 120 мм (див. мал. 12) виконана з двостороннього фольгованого склотекстоліту товщиною 1,5-2 мм з металізацією отворів. Вона розрахована на встановлення у вихідному каскаді до 12 штук на плече потужних транзисторів у корпусах КТ-28 (наприклад. КТ818Г та КТ819Г) або ТО-220 (з кроком виводів 2.5 мм).

Рис. 12 (натисніть , щоб збільшити)

ОСОБЛИВОСТІ ДРУКОВАНОЇ ПЛАТИ І МОНТАЖУ ПІДСИЛЮВАЧА

На рис. 13 представлено розташування елементів на платі одного каналу (рис. 12). Окрім більшості елементів, зазначених на принциповій схемі (рис. 4). на платі передбачено встановлення ряду додаткових компонентів. Для збереження відповідності нумерації колишніх та нових елементів на платі їм надано чергові порядкові номери або буквені індекси, наприклад, VT23A. R86B.

Рис. 13 (натисніть , щоб збільшити)

Висновки К0, К1 – загальний живлення

К2 – загальний сигнальний, КЗ – вхід сигнальний;

FBH – вихід +ОС; FBL – вихід-ОС.

Плата розрахована на встановлення більш поширених потужних транзисторів КТ818Г та КТ819Г до 12 штук на плече. У зв'язку з цим збільшено число транзисторів на другому ступені повторювача (VT20-VT27B) з чотирьох до шести на плече, а також збільшено струми спокою VT16-VT27B. Крім того, потрібно змінити номінали ряду резисторів: R76. R77 тепер - 130-150 Ом (замість 390 Ом). R78-R81 - по 8,2-о Ом (замість 15 Ом). Номінал R64, R66 також має сенс зменшити до 10 Ом. Транзистори VT16-VT19 треба забезпечити пластинчастими тепловідведеннями з алюмінієвого сплаву товщиною 1,5...2 мм і площею поверхні не менше 25 см - по одному на кожну пару транзисторів. Для VT13 та VT14 також передбачені невеликі тепловідведення (8...10 см^). Для зменшення нагріву VT13. VT14 можна також трохи збільшити номінали R59 і R63 до 160 Ом (замість 150 Ом).

Далі, номінали R82-R85 знижено до 13 Ом (замість 68 Ом), a R86 - R93 - до 3,3 Ома (замість 4,7 Ом). Зміни торкнулися також номіналів ланцюгів корекції – С16 тепер має ємність 470 пФ (замість 270). R25 і R26 - по 2.7 ком (замість 4,7 ком і 1 ком відповідно). R33 тепер має номінал 47 Ом (замість 220). R38 та R44 - по 2.2 кОм (замість 2 кОм). R64 та R66 – по 10 Ом (замість 15). Конденсатори С17. С18 можуть бути замінені одним трубчастим на 3-3,3 пФ, або двома по 6,2 пФ (при необхідності підбирається по виду перехідного процесу).

Для збільшення мінімального падіння напруги на VT20-VT43 при відкритті VD26 VD27 бажано послідовно з емітером транзисторів VT16-VT19 включити по діоду типу КД521А в прямому напрямку. На платі місця їм немає. тому діод найзручніше впаяти у розрив між відповідним висновком емітера та контактним майданчиком.

На додаток до індикації спотворень власне РОЗУМ (викликаних "жорстким" обмеженням вихідного сигналу) введена можливість індикації спрацьовування "м'якого" обмежувача. Це досягається з допомогою зміни його схеми (див. рис. 14). При спрацьовуванні "м'якого" обмежувача на резисторі R126 з'являється напруга відповідного знака, абсолютна величина якого досягає величини 0,6 при перевищенні порога м'якого обмеження всього на 90... 100 мВ. Подальше збільшення цієї напруги вище 1,2...1,3 блокується діодами VD46-VD49.

Крім того, передбачена можливість виведення вихідного каскаду ОУ DA 1 в режим класу "А" для зниження його нелінійності та ефектів детектування ВЧ перешкод під час роботи на відносно низькоомне (3.5 кОм) навантаження. Джерело струму величиною 4...6 мА виконаний на польовому транзисторі VT46 типу КП303Е або КП364Е та резисторі R125 (близько 150 Ом). Оскільки спотворення КР140УД1101 і джерела струму дуже малі і вносять надмірного внеску до загального рівня спотворень УМЗЧ. установка VT46 та R125 необов'язкова. При встановленні VT46 необхідно перевірити його пробивну напругу стік-затвор, воно не повинно бути менше 40 В.

Для граничного зменшення паразитної індуктивності монтажу висновки транзисторів вихідного каскаду VT20-VT43 запаяні безпосередньо до друкованої плати. Цей захід викликаний тим. що паразитна індуктивність емітерного виведення потужного транзистора знижує його фактичну граничну частоту. З огляду на це стає очевидним, що для реалізації швидкодії навіть порівняно "повільних" вихідних транзисторів з граничною частотою 5...8 МГц необхідне всіляке зниження паразитної індуктивності монтажних провідників за рахунок зменшення площі петель перебігу струму та розміщення їх поблизу площин, що проводять.

З цією метою, зокрема, вихідні транзистори, як і діоди VD37-VD41 (на рис. 13 вони показані червоним кольором), розміщені під друкованою платою з боку тепловідведення та ізольовані від нього прокладкою з теплопровідної гуми типу "Номакон" або аналогічною , у крайньому випадку, з лавсану. Можна також застосувати слюду, бериллієву або алюмонітридну кераміку у поєднанні з теплопровідною пастою. При використанні прокладок, особливо тонких, потрібно дуже ретельно перевіряти чистоту поверхонь, що сполучаються для запобігання попаданню на них металевої тирси або задирок.

Два тепловідведення для двох каналів інтегровані в корпус підсилювача як його бічних стінок. Креслення тепловідведення наведено на рис. 15.

(Натисніть для збільшення)

Притиск VT28-VT43 та VD36-VD41 здійснюється за допомогою сталевої пластини (рис. 16).

При "планарному" розміщенні потужних напівпровідникових приладів плата конструктивно поєднується з тепловідведенням. Ця обставина вимагає використання особливої ​​технології збирання підсилювача.

Спочатку на друковану плату монтують усі деталі, крім конденсаторів С80, С81, транзисторів VT15, VT20-VT43 та діодів VD36-VD41. Далі ці транзистори (крім VT15) і діоди з відформованими висновками розкладають посадочними місцями на тепловідводі, наприклад, за допомогою кондуктора і притискають пластиною (про неї нижче) так. щоб залишалася можливість їхнього переміщення при невеликому зусиллі. Потім їх висновки надягають плату, використовуючи суміщення висновків з отворами рухливість елементів. Після цього плату фіксують на стійках кріплення висотою 10 мм (чотири отвори поблизу кутів плати) або на декількох тимчасових опорах, наприклад, десятиміліметрових кубиках з твердого дерева. Далі пропаюють всі висновки VT20-VT43 та VD36-VD41. Після цього звільняють притиск, і плату разом із діодами та транзисторами знімають з радіатора. Перевіряють якість паяння VT20-VT43, VD36-VD41 (висновки VD40, VD41, що виявляються під С80. С81 не повинні виступати з плати більш ніж на 0,6 мм) і монтують конденсатори С80. С81. Встановлення транзисторів і діодів можна проводити в кілька прийомів, починати зручніше з VT28-VT43. Транзистор VT15, що виконує функцію датчика температури, впаюють у плату так, щоб його корпус входив у глухий отвір. просвердлене в тепловідведення. Подібна конструкція забезпечує найменшу паразитну ємність цього високоомного ланцюга підсилювача.

Потім залишається тільки змастити всі контактуючі поверхні тонким шаром теплопровідної пасти, заповнити пастою отвір у тепловідводі для VT 15 і акуратно зібрати "начисто".

При розкладанні транзисторів слід керуватися правилом: транзистори з найменшим h21е розташовуються з боку малосигнальної частини підсилювача, а з найбільшим - з боку ХР4.

Транзистори VT20-VT27 кріплять тепловідведення через ізолюючі прокладки, використовуючи шпильки з гайками або болти М2.5 з шестигранною головкою. Гайки (або болти) затягують ріжковим ключем. Для запобігання замиканню кріплення з колектором транзистора на шпильки надягають відрізки тонкостінної ізоляційної трубки діаметром 2,8...3 мм та довжиною 2 мм. Таку трубку неважко виготовити, намотавши, наприклад, кілька витків липкої лавсанової стрічки ("скотч") на злегка змащеній машинним маслом оправці діаметром 2,5...2,6 мм.

Посадкові поверхні транзисторів і діодів перед установкою необхідно пришліфувати на бруску. Після цього з метою запобігання надрізу прокладок знімають невеликі фаски (0,2...0,3 мм) з кромок отворів кріплення і корпусів транзисторів.

Для підключення реле комутації навантаження на платі встановлено 26-контактну секцію штирьового роз'єму ХР2 типу PLS [10]. застосовуваного у комп'ютерах. До парних контактів роз'єму підключено ланцюг вихідного фільтра, до непарних контактів - вихід потужного підсилювача каскаду. Якщо є сумніви щодо якості наявних роз'ємів, кабель від реле можна розпаяти безпосередньо на платі.

Вихідний сигнал із плати кожного каналу підсилювача теж подається по 26-жильному стрічковому кабелю через роз'єм ХРЗ. "Сигнальними" є непарні контакти, а парні контакти з'єднані із загальним проводом. При цьому елементи вихідного фільтра L1, L2, R118-Р.121, С77-С79. а також перемички S2 та S3 розташовані на невеликій екранованій платі, що розміщується поблизу вихідних клем підсилювача так, щоб був забезпечений доступ до перемичок з боку задньої панелі. Відстань між діжками - не менше 25 мм, причому їх краще розташовувати під прямим кутом один до одного.

Котушка L1 (1,3 мкГн) має 11, а L2 (1.8 мкГн) - 14 витків дроту ПЕВ діаметром 1.7...2 мм. Вони намотані виток до витка на каркасі діаметром 18 мм. Витки фіксують епоксидною смолою.

Екран плати фільтра виконаний із немагнітного матеріалу. Він повинен бути віддалений від котушок не менше ніж на 25 мм. Для збереження стійкості підсилювача довжина стрічкових кабелів не повинна перевищувати 350 мм.

З метою спрощення монтажу підсилювача діодні мости випрямлячів ±53 (VD8, VD9 - на рис. 7) перенесені з блоку автоматики на плати РОЗУМ. Кожен міст (на платі – VD42-VD45) зібраний на окремих діодах КД243Б. КД243В чи КД247Б. Для зменшення пікового струму конденсатори С80. С81 треба взяти меншої ємності – 1000 мкФ.

Висновки обмоток трансформатора живлення Т1 підключені до плати підсилювача через восьмиконтактний роз'єм ХР4 типу MPW-8 [11] з кроком 5.08 мм висновків. Надійність і мінімальний перехідний опір досягається дублюванням контактів сильноточних ланцюгів. Замість роз'єму можна встановити клемний з'єднувач або просто впаяти дроти в отвори друкованої плати.

Для зручності монтажу всі з'єднання між платою підсилювача та блоком автоматики виведені на один роз'єм – ХР1. Тому замість роз'єму з трьома контактами (ХР1 - на рис. 4) на платі встановлено один роз'єм типу IDC14 з 14 контактами. Призначення та нумерація його контактів змінено відповідно до табл. 1.

Відповідно коригують і нумерацію контактів відповідної частини роз'єму (XS1 - на рис. 5). через які індикатор перевантаження та кнопка "Скидання" з'єднані з платою підсилювача. Резистор R16 (R26 - для іншого каналу) фільтра НЧ пристрою виявлення постійної напруги (див рис. 7) підключений до виходу підсилювача через контакт 5 роз'єму ХР1 і додатковий захисний резистор R124 (опір 0,3 - 4,7 кОм - на схемі він не показаний, але на платі є). Сигнал спрацьовування м'якого обмежувача (див. рис. 14) надходить на індикатор (про нього в наступній частині статті) через додатковий граничний вузол, виконаний аналогічно індикатору спотворень.

У варіанті, коли індикатор м'якого обмеження не вводиться, діоди VD46-VD49 на плату підсилювача не встановлюють, а замість резистора R126 впаюють перемичку. Елементи VT46 R125 не встановлюють, якщо DA3 не потрібно переводити в режим класу "А".

Замість перемички S1 (див. рис. 4) на платі встановлена ​​чотириштиркова секція роз'єму PLS. виконує відразу кілька функцій. По-перше, можна змінювати режим роботи компенсатора падіння напруги на дротах до АС. Установка перемички між контактами 2 і 1 відповідає чотирипровідному режиму, а перемичка між контактами 2 і 4 включає трипровідний режим (як [3]). По-друге, під час перевірки підсилювача цей роз'єм служить для подачі випробувального сигналу на підсилювач через резистор R30 в обхід вхідного ФНЧ та м'якого обмежувача. Це дозволяє підсумовувати сигнали від двох генераторів для вимірювання інтермодуляційних спотворень та спостерігати перехідні процеси у підсилювачі при імпульсному сигналі прямокутної форми.

Експерименти з двома дослідними зразками підсилювача показали, що у транзисторів КТ9115 і КТ969, що опинилися в нашому розпорядженні, більше 70% перевірених транзисторів мали істотно меншу граничну частоту. Рекомендована заміна для КТ9115-2SA1380. для КТ969 – КТ602БМ або 2SC3502. Ці транзистори значно менш схильні до самозбудження, ніж 2SAl538n2SC3953.

Крім того, під час тестування підсилювачів в граничних режимах виявилася недостатня надійність транзисторів каскаду - як КТ639. і BD139. BD140. Дослідження області безпечної роботи екземплярів цих транзисторів, проведене автором, показало, що вона недостатня для гарантії надійної роботи підсилювача при підвищеній температурі.

Для підвищення надійності роботи підсилювача, особливо в населених пунктах з нестабільною електромережею, рекомендується знизити напругу живлення, виходячи з реально необхідної максимальної потужності в навантаженні. При живленні вихідного каскаду підсилювача напругою більше ±28 замість КТ639Ж і КТ961А слід використовувати недорогі імпортні транзистори 2SB649. 2SB649A (структури р-n-р) та 2SD669. 2SD669A (структури NPN). а при харчуванні ±40 В - 2SA1837 та 2SC4793.

При використанні в підсилювачі компонентів, що відрізняються від рекомендованих, може виникнути безперервна або. що ще гірше, залежить від корисного сигналу ВЧ генерація окремих транзисторів. Цей дефект найімовірніший у VT13. VT14, VT6 та VT8. Для придушення генерації транзисторів VT13 та VT14 передбачені ланцюги В64С41 та R66C42 відповідно, проте застосування стабілітронів VD23. VD24 з великою ємністю спільно з високочастотними транзисторами (2SA1538 і 2SC3953) може вимагати включення до базових ланцюгів резисторів опором 22...47 Ом. Тому на звороті плати передбачені майданчики під ці резистори (тирозмір 0805 для монтажу на поверхню). З тією ж метою передбачені місця для встановлення між базою та емітером транзисторів VT5. VT8 послідовних RC-ланцюжків з номіналами 10...20 Ом та 100...300 пФ відповідно.

Для гарантії можливості деградації р-n переходів VT6. VT8 під час перехідних процесів при подачі живлення в колекторні ланцюги необхідно включити по діоду КД521А в прямому напрямку: одним висновком його запаюють в отвір для колектора (VT6. VT8). а до іншого висновку підключають колектор відповідного транзистора.

Потужність резисторів R94 – R109. R122. R123 можна зменшити до 0.5 Вт. До речі, конструкція плати дозволяє застосувати резистори потужністю 0.25 Вт замість 0,125 Вт.

Для підвищення густини монтажу на платі використано розміщення ряду елементів під іншими (наприклад, діод VD19 розташований під транзисторами VT5, VT7). Тому великогабаритні елементи, наприклад плівкові конденсатори, встановлюють після монтажу резисторів і діодів.

Установчі місця для конденсаторів С53 - С76 допускають монтаж двох найбільш поширених типорозмірів: діаметром 22 або 25 мм з відстанню між виводами 10,3 або 12,7 мм відповідно. Можливе й встановлення конденсаторів з кігтеподібними висновками.

При використанні неповного комплекту конденсаторів С53 - С76 краще розмістити їх ближче до осьової лінії плати. Конденсатори C30, C3З. С80 та С81 повинні мати діаметр не більше 18 мм та відстань між висновками 7,5 мм.

Місце встановлення під С1 розраховане на монтаж конденсаторів К73-17. К77-2. К78-2 або імпортні (відстань між висновками 3.5. 15 або 22.5 мм).

Висновки керамічних конденсаторів формують так. щоб відстань між ними була 5 мм. Додатково введені конденсатори C11А. С19А – блокувальні по ланцюгах живлення = 16,5 В, їх ємність – 0.1 мкФ.

Через те, що одна із сторін друкованої плати практично повністю зайнята шаром загального дроту, перевірка її "на просвіт" при пошуку замикань між доріжками утруднена, тому її потрібно робити з граничною уважністю.

Після збирання двох дослідних зразків плат проведено попередні випробування підсилювача, зібраного з урахуванням перерахованих рекомендацій. При цьому, на відміну від вимірювань, що раніше проводилися, власне підсилювача потужності (без вхідного фільтра і м'якого обмежувача), виміряні спотворення наскрізного тракту - разом з фільтром і обмежувачем. Випробування відбувалися на комплексі Audio Precision System One, який фактично є світовим стандартом в аудіотехніці. Методики вимірювання спотворень, що використовуються в цьому комплексі, стандартизовані МЕК. враховують як продукти спотворень, а й широкосмуговий шум (у смузі 22, 80 чи 200 кГц). Ця особливість, хоч і завищує рівень спотворень при зменшенні рівня сигналу (вони маскуються шумом), проте дозволяє виявити продукти всіляких параметричних ефектів: від зростання шуму при збільшенні рівня сигналу до виявлення динамічної нестійкості і монтажних наведень.

Результати вимірювання коефіцієнта гармонік плюс шум (THD+N) як функції рівня потужності в навантаженні опором 4 Ом при напрузі живлення ±38 на частотах 1 і 20 кГц показані на рис. 17. На цьому графіку добре видно пилкоподібний хід характеристик, що викликається автоматичним перемиканням меж при максимальній чутливості аналізатора. Початку роботи "м'якого обмежувача" відповідає потужність приблизно 80...100 Вт. а при вихідній потужності від 12 до 80 Вт значення THD+N у смузі до 200 кГц не перевищує 0.003%. причому рівень спотворень на частоті 20 кГц (нижня крива) виявляється навіть дещо меншою, ніж на частоті 1 кГц. При потужності 1 Вт сумарний фон, шум, наведення та спотворення у смузі до 200 кГц плати УМЗЧ (без екранування та корпусу) не перевищили рівня 0,0085 % (-81) дБ.

З інших характеристик цікавить залежність рівня динамічних інтермодуляційних спотворень (DIM-100) для частоти 15 кГц від напруги вхідного сигналу (рис. 18).

При ретельному вивченні макетів підсилювачів виявилося і підтвердилося багато інших цікавих особливостей, наприклад, зникнення "сходинки" у вихідному каскаді зі збільшенням частоти сигналу ще до включення ООС.

Конструктивно підсилювач потужності виконаний у металевому корпусі, розділеному на кілька відсіків. Елементи розташовані переважно на друкованих платах. Окрім плат підсилювачів потужності, змонтованих на бічних стінках-радіаторах, у корпусі встановлені плати вихідних фільтрів, плати реле захисту навантаження, плата автоматики. Плата зі світлодіодами HL1 - HL4 індикації спотворень та спрацьовування захисту та кнопкою SB1 скидання тригера захисту (див. схему на рис. 19) винесено на передню панель підсилювача. Усі плати з'єднані між собою через роз'єми серії IDC та плоскі кабелі з числом провідників 14 і 26. Паяні з'єднання використані лише у сигнальних ланцюгах та сильноточних ланцюгах живлення.

Трансформатори живлення (ТТ. Т2) закріплені безпосередньо на підсилювачі шасі в одному з екранованих відсіків. Оптотиристори VS1 і VS2 встановлені через ізолюючу прокладку на пластинчастому тепловідводі площею близько 100 см який розташований в тому ж відсіку, що і трансформатори. Він ізольований від корпусу підсилювача. Для придушення іскроутворення на контактах вимикача мережі паралельно до контактів додатково введені послідовні RC-ланцюжки (0,022 мкФ. 240 Ом).

Вхідні ланцюги підсилювача мають додаткове екранування. Для підвищення помехозащищенности підсилювача у його вхідних і вихідних ланцюгах передбачені синфазні трансформатори (Т1. Т4 - Т7 на рис. 19). Синфазні трансформатори Т1 у кожному каналі повинні бути виконані на великогабаритних (діаметром 40...80 мм) кільцях з фериту з магнітною проникністю не менше 1000 та площею перерізу не менше 1 см2. Число витків обмоток з чотирьох разом складених проводів - у межах 10 - 15, причому сильноточні провідники повинні мати переріз не менше 1.5 мм2. Обмотки для ланцюга ОС найпростіше виконати із дроту МГТФ-0.12. Синфазні трансформатори Т4 - Т7 можуть бути виконані дротом МГТФ-0.07 на кільцях з фериту К17х8x5 або аналогічних, число витків - близько 20 (намотка до заповнення вікна). Для демпфування паразитних резонансів також введені резистори R47 - R50. Змінено також конструкцію перемичок S2 та S3 (див. рис. 4 у "Радіо". №11 за 1999 р.) - вони зведені в єдину шестиконтактну групу. Для включення підсилювача у чотирипровідний режим замикають контакти 3 та 5, 4 та 6. у двопровідному режимі - 1 та 3, 2 та 4.

НАЛАШТУВАННЯ ПІДСИЛЮВАЧА

Описаний підсилювач має велику кількість активних елементів із безпосереднім зв'язком, тому в аматорських умовах налаштовувати його доцільно поетапно.

Для налаштування необхідно наступне обладнання: осцилограф зі смугою пропускання мінімум 20 МГц (краще - 150...250 МГц) і чутливістю не гірше 5 мВ на поділ (наприклад. С1-64. C1-65. C1-70, C1-91, C1-97 С1 -99 С1 -114 С1 -122), генератор прямокутних імпульсів амплітудою 3 ... 10 В з частотою повторення 10 ... 250 кГц і тривалістю фронту не більше 15 не. генератор синусоїдального сигналу з амплітудою до 5 В та верхньою межею частотного діапазону не менше 1 МГц (краще до 10...20 МГц. наприклад. ГЗ-112). Коефіцієнт гармонік цього генератора немає значення. Крім цього, будуть потрібні цифровий або стрілочний мульти-метр, а також два дротяні резистори опором 3.9... 10 Ом на потужність розсіювання не менше 25 Вт (вони включаються до шин живлення під час перевірки працездатності). Зрозуміло, необхідний і еквівалент навантаження.

Генератор імпульсів можна зібрати на елементах швидкодіючих мікросхем КМОП. наприклад, серій КР1564, КР1554, КР1594, 74АНС, 74АС, 74АСТ, найкраще використовувати тригер Шмітта з мікросхем ТЛ2 (або аналогічних). Власне генератор (мультивібратор) може бути зібраний за будь-якою із відомих схем, але для формування крутих фронтів його сигнал потрібно пропустити через кілька послідовно включених логічних елементів.

Для перевірки каскадів підсилювача відсутність спалахів самозбудження на ВЧ потрібен осцилограф зі смугою пропускання щонайменше 250 МГц (С1-75. С1-104. С1-108). за його відсутності можна спробувати обійтися вольтметром з детекторною головкою, що має смугу не менше ніж 250 МГц (ВК7-9. ВК7-15).

Якщо є бажання оцінити величину та характер нелінійних спотворень, що вносяться підсилювачем, знадобляться генератор синусоїдального сигналу з малими шумами та спотвореннями (ГЗ-102. ГЗ-118. ГС-50). укомплектований режекторним фільтром, а також високочутливий (не гірше 100 мкВ на поділ) осцилограф для спостереження залишкового сигналу. Корисний також аналізатор спектру з динамічним діапазоном щонайменше 80дБ (СК4-56).

Не зайве нагадати, що при всіх перепайках в підсилювачі його потрібно відключати від мережі.

Насамперед перевірці підлягає блок живлення та автоматики. Як уже говорилося в попередній частині, у нього введено можливість вибору джерела сигналу для індикації спотворень. Для цього він використовується контактна група S1 (рис. 19). Установка перемичок між контактами 1 і 3, 2 і 4 відповідає індикації спотворень власне РОЗУМ, а між контактами 3 і 5, 4 і 6 - індикації спрацьовування "м'якого" обмежувача.

(Натисніть для збільшення)

Спочатку необхідно перевірити значення стабілізованої напруги (вони повинні бути в межах від ±16...17.2 В), амплітуду пульсацій (розмах не більше 1 мВ) та відсутність самозбудження стабілізаторів DA5 - DA8 при навантаженні приблизно 100 мА (резистор 160 Ом потужністю 2 Вт ). Пульсації та можливу генерацію перевіряють осцилографом при "закритому" вході.

Потім перевіряють блок автоматики. Для цього тимчасово висновки 7 та 8 (або 4 та 11) DАЗ та DА4 з'єднують перемичками з монтажного дроту 1МГТФ-0.07 тощо) із загальним дротом. Далі, включивши живлення блоку автоматики, перевіряють проходження імпульсу скидання виведення 6 DD3. наявність імпульсів на висновках 12 і 8 DD3 та проходження послідовності включення оптотиристорів та реле (див. рис. 7 в "Радіо", № 12 за 1999 р.). Зауважимо, що у зв'язку із збільшенням сумарного струму спокою підсилювача кількість "пускових" резисторів (R11. R12) збільшено до 3, а номінал їх знижений до 100 – 120 Ом. Для перевірки вузлів діагностики на компараторах DA3 DA4 знімають з'єднання їхніх входів із загальним проводом Після зняття відповідної перемички з висновків DA3 на його вході за рахунок вхідних струмів з'являється сигнал і включаються світлодіоди HL1 або HL2 (плата У5 див. мал. 19). виключення будь-якої з двох перемичок з висновків DA4 має через кілька секунд призвести до вимкнення реле та оптотиристорів.

Після закінчення перевірки видаляють усі перемички з DA3 та DA4. Не зайве також перевірити правильність маркування висновків трансформатора Т1 - неправильне підключення обмоток може мати наслідки, що далеко йдуть, аж до виходу з ладу потужних транзисторів і "салюта" з батареї оксидних конденсаторів.

Після перевірки блоку живлення та автоматики можна приступати до налагодження власне підсилювача (звісно, ​​окремо кожного каналу).

Насамперед двигун підстроєного резистора R60 потрібно встановити в положення, що відповідає максимальному його опору (до упору проти годинникової стрілки). Для розриву петлі ООС під час перевірки вихідних каскадів підсилювача тимчасово випоюють R33. Щоб при налаштуванні виключити вплив м'якого обмежувача, опір резисторів R16, R17 потрібно зменшити до 56...62 кОм. І ще потрібно запастися одним багатооборотним змінним або підстроювальним резистором на номінал 10 - 22 кОм і одним звичайним (однооборотним) змінним або підстроювальним резистором - на 10 кОм. Жодних перемичок у контактній групі S1 при налагодженні підсилювача стояти не повинно.

Перший етап – оцінка працездатності каскадів на VT5 – VT43. Спочатку перевіряють режими постійного струму і справність вузла захисту. Для цього до загального дроту перемичкою підключають висновки бази транзисторів VT5. VT7, використовуючи при цьому отвір від випаяного виведення R33 (бази VT5, VT7 з'єднані на платі); потім замикають на загальний дріт ланцюга живлення ±40 В і підключають до гнізда ХР1 блок живлення та автоматики, а до ХР4 - обмотку трансформатора, що забезпечує живлення ±53 В (крайні контакти). При цьому обмотки для випрямляча ±40 повинні бути відключені від ХР4. Вихідний RLC-ланцюг і навантаження поки не підключають.

Після цього включають блок живлення і перевіряють режими постійного струму транзисторів VT13, VT14. Напруга живлення каскаду (його зручно вимірювати на висновках резисторів R72 і R75 відповідно) має бути ±52...55 або на 12... 15 В вище, ніж фактичне напруга живлення вихідного каскаду. Напруга на сюбілах і тронах VD23 і VD24 має становити приблизно 3 В. на резисторах R59 і R63 - приблизно по 2.4 В. на R44 і R38 - близько 15 В. Напруга на колекторах VT13, VT14 щодо загального дроту не повинна перевищувати 1 В. При вимірюваннях необхідно дотримуватися обережності, щоб уникнути випадкових замикань ланцюгів, що перевіряються, із загальним проводом щупом приладу (переважні плати з ізолюючим покриттям - "зеленкою"). Транзистори VT9 – VT12, VT44, VT45 після включення живлення повинні залишатися закритими.

Щоб перевірити поріг спрацьовування захисту, між базою VT44 і проводом живлення +53 підключають змінний резистор опором 10 кОм, двигун якого з'єднаний з одним з висновків через обмежувальний резистор (1- 1.5 кОм) і встановлений в положення максимального опору. Далі, увімкнувши живлення, повільно повертають двигун резистора до спрацювання тригера захисту та включення світлодіода HL3 (або HL4) на платі індикації, приєднаного паралельно VD22 на відповідній платі підсилювача.

Потім заміряють напругу між виходом підсилювача і базою транзистора VT44: значення в інтерналі 1,7... 2.2 вважається нормальним. Далі намагаються скинути тригер захисту кнопкою SB1 (на платі індикації, див. рис. 19). при цьому скидання не повинно відбуватися. Після цього вимикають живлення, відпаюють змінний резистор і вимірюють опір між крайніми висновками. При напрузі живлення ±53 воно має бути близько 5 кОм.

Далі аналогічним чином перевіряють поріг перемикання VT45. з тією різницею, що для підключення резисторів використовується ланцюг живлення -53 В. Пороги спрацьовування захисту повинні бути приблизно однаковими. Необхідно також проконтролювати падіння напруги на стабілітронах VD23 та VD24 після спрацьовування захисту - воно не повинно перевищувати 0.4 Ст.

Після цього перевіряють проходження сигналу через ОУ DA1. Постійна складова на виході DA1 має перевищувати 25 мВ. а при торканні рукою висновків конденсатора С1 на виході DA1 повинен з'являтися сигнал перешкод та наведень із частотою мережі. При необхідності можна скористатися генератором для контролю проходження сигналу та оцінки АЧХ фільтра (частота зрізу за рівнем -3 дБ повинна становити приблизно 48 кГц). На частоті 1 кГц його коефіцієнт передачі дорівнює 2.

Наступний етап – перевірка працездатності та встановлення струму спокою каскадів на транзисторах VT5 – VT8. VT13 – VT43.

Для цього знадобиться генератор синусоїдального сигналу, осцилограф (краще двоканальний). мультиметр. здатний вимірювати постійну напругу 80... 100 м8 з похибкою не більше 5 мВ, і згадуваний багатооборотний змінний резистор. Перевірка полягає у наступному. Бази VT5 і VT7 тепер від'єднують від загального дроту і підключають до двигуна багатооборотного резистора, два інших виведення резистора підключають до шин +16.5 і -16,5 В. Усунувши на платі раніше зроблені з'єднання ланцюгів ±40 В із загальним дротом, висновки обмотки трансформатора, призначеної для живлення вихідного каскаду, підключають до відповідних контактів ХР4 (контакти 2.3 та 6.7) через резистори опором 3,9 - 10 Ом та потужністю не менше 25 Вт. Щоби випадково не обпектися, кожен резистор корисно покласти в окрему склянку з водою.

Включивши живлення, перевіряють наявність і симетрію випрямленої напруги на шинах живлення ±40 (воно може бути в межах 9...25 В), а також напруга між колектором і емітером VT15. Якщо воно перевищує 4,5, необхідно відразу ж вимкнути живлення і збільшити опір R61.

Далі підключають вольтметр до колектора VT14 і знову вмикають живлення. Обертаючи двигун багатооборотного змінного резистора, встановлюють на колекторі VT14 напругу -2.5...-3.5 відносно загального проводу. При цьому напруга на базах VT5 та VT7 не повинна вийти за межі ±1 В. Асиметрію усувають підбором у невеликих межах резистора R59. стабілітрона VD23 (при відхиленні в "плюс") або R63. VD24 (при відхиленні "мінус"). Якщо симетрію не вдасться встановити або потрібну для балансування напругу на базах VT5. VT7 перевищує 3...4 В. необхідно перевірити монтаж та замінити несправні елементи. Непрямими ознаками несправності можуть бути надмірне розігрів резисторів або транзисторів.

Досягши симетрії в підсилювачі напруги, приступають до встановлення струму спокою вихідного каскаду. Цю процедуру також краще робити за кілька прийомів. У першу чергу, включивши живлення, перевіряють напругу між базами транзисторів VT20 – VT23 та VT24 – VT27. Якщо воно більше 2.5 - швидше за все, пробити якийсь з транзисторів VT20-VT27. Потім перевіряють напруги на переходах база-емітер VT16. VT18 та VT17. VT19 – вони повинні бути зміщені у прямому напрямку. Далі перевіряють відсутність зворотного зміщення на переходах база-емітер VT20 - VT23 та VT24 - VT27. Після цього, обережно обертаючи двигун R60 за годинниковою стрілкою, встановлюють напругу між базами транзисторів VT20-VT23 і VT24-VT27 в межах 2.2...2.3 В. Вихідні транзистори при цьому залишаться в режимі класу.

Після цього перевіряють працездатність вихідного каскаду. Синусоїдальний сигнал від генератора подають на бази VT5, VT7 через розділовий конденсатор ємністю не менше 0.33 мкФ (можна керамічний), а "відкритий" вхід осцилографа підключають до шини, що з'єднує емітерні резистори вихідного каскаду (R94 - R108). Для підключення зручно використовувати роз'єм ХР2. на контакти якого при налагодженні встановлюють перемичку, що замикає між собою контакти.

При використанні двоканального осцилографа другий канал зручно підключити до баз VT5, VT7. Після включення живлення перевіряють постійну напругу на виході підсилювача - вона повинна встановитися в межах ± 4 В. В іншому випадку необхідно підлаштувати багатооборотний резистор, що задає напругу на базах VT5, VT7.

Встановивши частоту генератора, що дорівнює 10 кГц, і плавно збільшуючи рівень його вихідного сигналу до 0.2...0.5, спостерігають обмеження вихідного сигналу підсилювача. Вхід та вихід з обмеження мають бути без перехідних процесів. Коефіцієнт передачі від баз VT5, VT7 до виходу підсилювача на частоті 10 кГц може бути в межах 110... 160. Зменшивши рівень вихідного сигналу до 1...2 і підключивши навантаження до підсилювача, перевіряють різке зменшення "сходинки" на вихідному сигналі зі збільшенням його частоти до 50... 100 кГц.

Переконавшись у справності вихідного каскаду, розпочинають остаточну установку струму спокою, контролюючи його за напругою на емітерних резисторах. Для цього підключають вольтметр між емітерами будь-якої пари вихідних транзисторів, наприклад. VT28 і VT36 і регулюванням резистора R60 встановлюють цю напругу рівним 180 мВ. Коли сигнал від генератора не подається, напруга на виході каскаду не повинна перевищувати ±3.-4 (при необхідності підлаштовують багатооборотним резистором). Струм спокою даного підсилювача, на відміну більшості інших, з прогріванням зменшується, тому остаточно регулювати його потрібно після прогріву підсилювача.

Після встановлення струму спокою перевіряють падіння напруги на інших емітерних резисторах каскаду. Воно має бути в інтервалі 70...120 мВ. Транзистори, на емітерних резисторах яких напруга аномально мало або надмірно велике, краще замінити, проте добиватися точної рівності напруги не потрібно. Розкид значень напруги база-емітер у паралельно включених вихідних транзистори сприяє більш плавному перемиканню плечей вихідного каскаду і, відповідно, зниження спотворень (щодо випадку, коли всі транзистори перемикаються одночасно).

Після встановлення струму спокою доцільно перевірити підсилювач спалаху ВЧ генерації окремих транзисторів. Для цього до кінця щупа 1:10 високочастотного осцилографа (такий щуп має вхідний опір 500 Ом, але зневажливо малу вхідну ємність) конденсатор припаюють ємністю 2,2...3.9 пФ. Потім на бази VT5, VT7 від генератора подають сигнал із частотою 0.3... 1 кГц і, плавно збільшуючи рівень сигналу, переглядають наявність спалахів ВЧ коливань у наступних точках: на емітерах VT5, VT7, на емітерах та колекторах VT6, VT8, VT13, VT14, колекторах VT13, VT14, на емітерах VT16 - VT19. Якщо осцилограф досить чутливий, щуп краще не підключати, а просто підносити, тому що ВЧ напруги відмінно наводяться на нього.

Незайве також перевірити відсутність ВЧ напруги на шинах, що з'єднують бази транзисторів вихідного і попереднього каскадів. За відсутності високочастотного осцилографа можна використовувати широкосмуговий вольтметр, проте він може дати неправдиві показання через гармоніки низькочастотного сигналу при його обмеженні.

При виявленні транзисторів, що самозбуджуються, їх краще замінити на справні з іншої партії. Якщо заміна не дає потрібного ефекту, між висновками бази та емітера встановлюють послідовні RC-ланцюжки з номіналами від 33 - 68 Ом та 100 пФ для малопотужних транзисторів до 470 пФ та 10 Ом для транзисторів середньої потужності. Можна також спробувати включити послідовно мета бази генеруючого транзистора малогабаритний резистор номіналом 10 - 39 Ом.

Після виконання перевірок на зниженій напрузі живлення резистори в ланцюгах випрямляча ± 40 В виключають і знову перевіряють відсутність самозбудження на ВЧ при повному харчуванні

За наявності генератора синусоїдальних сигналів, що перекриває діапазон частот до 10 МГц, дуже бажано проконтролювати малосигнальні АЧХ та ФЧХ тракту від VT5, VT7 до ХР2.

У аматорських умовах це найзручніше робити за допомогою двоканального осцилографа. На один канал подають вхідний сигнал (з бази VT5, VT7), на інший - сигнал роз'єму ХР2. Користуючись одноканальним осцилографом, доведеться перевести його розгорнення режим зовнішньої синхронізації сигналом від генератора (багато генераторів сигналів мають і вихід для синхронізації осцилографа), щоб оцінювати фазовий зсув по зміщенню осцилограм. При знятті малосигнальних АЧХ і ФЧХ розмах вихідної напруги від піку до піку потрібно підтримувати не більше 0.5... 1 У. Для стійкості підсилювача найбільш важливий інтервал частот 1...10 МГц. допуски та номінальні значення АЧХ та ФЧХ наведені в табл. 2.

Вимірювання потрібно провести для трьох значень постійної складової вихідної напруги - один раз для напруги близько нуля, а два інших - при вихідній напрузі, що не доходить на 2...4 до порога обмеження з кожного боку. Збільшення фазового зсуву через зміну постійної складової вихідної напруги до частоти 7 МГц не повинно перевищувати 6...9". Якщо при вимірах виявляється надмірне фазове зсув, то, як правило, це пов'язано з недостатньою граничною частотою транзисторів VT 13 - VT 19 , Рідше - VT20 - VT23 або VT24 - VT27.

Паразитні резонанси неякісних конденсаторів С53 - С76 можуть призвести до аномалій на АЧХ і ФЧХ. тому має сенс плавно "пройти" генератором інтервал частот 1...10 МГц, спостерігаючи зміни вихідної напруги, щоб переконатися у відсутності різких стрибків на АЧХ та викидів ФЧХ. Підключати навантаження при вимірі АЧХ та ФЧХ на високих частотах не слід, оскільки вихідний RLC-ланцюг вище 500 кГц практично відокремлює навантаження від виходу підсилювача.

За бажання можна перевірити максимальну швидкість наростання підсилювача, подавши на бази VT5. VT7 сигнал частотою 0.8... 1.2 МГц в. плавно збільшуючи його рівень, помітити момент появи обмеження швидкості наростання (напівхвилі синусоїди втрачають симетрію). Цей експеримент, однак, є вкрай ризикованим і може призвести до виходу з ладу потужних транзисторів. Пов'язано це про те. що максимально допустима швидкість наростання напруги колектор - емітер для транзисторів серій КТ818, КТ819 становить 150 В/мкс (для кращих імпортних транзисторів - 250...300 В/мкс), а підсилювач здатний розвивати швидкість до 160...200 В/мкс. Напруга живлення вихідного каскаду під час цієї перевірки рекомендується знизити до ±30 В.

Після успішного завершення перевірок впаюють на місце резистор R33. підключаючи попередній каскад ОУ DA1. і знову вводять захисні резистори в ланцюзі випрямляча ±40 В. На роз'єм ХР2 встановлюють перемичку, замикають висновки С52. а вхід підсилювача з'єднують із загальним дротом. Вхід осцилографа має бути підключений до ХР2. Після включення живлення підсилювача, охопленого тепер загальною ООС. значення постійної складової на виході підсилювача не повинно перевищувати декількох мВ, а амплітуда широкосмугового вихідного шуму - 10 мВ. причому основна частина цього шуму - ВЧ наведення від радіостанцій та фон із частотою мережі. Якщо живлення ОУ з'являється пізніше або спадає раніше, ніж наростає або спадає живлення вихідного каскаду, то при включенні та вимкненні підсилювача можливі спалахи самозбудження по петлі ООС. Небезпеки вони не становлять, небажано лише включати підсилювач відразу після вимкнення. Для затримки спаду напруги живлення ОУ є ємність конденсаторів С22. С23 та C32, C33 у блоці автоматики рекомендується підвищити до 2200 мкФ.

Якщо підсилювач після включення живлення входить у стан безперервної генерації, а проведена раніше перевірка ФЧХ каскадів від VT5, VT7 до роз'єму ХР2 дала позитивні результати, то, швидше за все, є помилка в монтажі або номіналі елементів R22 - R25. R27. R28. С16-С18. або ОУ DA3 має недолік - знижений запас стійкості. Ще однією причиною може бути зміна струму спокою вихідних транзисторів після будь-яких замін (зниження струму спокою зменшує швидкодію вихідних транзисторів і збільшує фазовий зсув, що вноситься ними). Інші причини малоймовірні.

Примітка: нерівномірність АЧХ в діапазоні від 4 до 10 МГц повинна укладатися в інтервалі -0.7..+2 дБ щодо значення на частоті 4 МГц, а підйом АЧХ на частотах вище 10 МГц не повинен перевищувати 3..3.5 дБ.

Після усунення генерації залишається лише перевірити запас стійкості у петлі ООС. Для цього сигнал від генератора прямокутних імпульсів подається на висновок групи 1 S1 (рис. 13) на платі підсилювача. Амплітуда сигналу генератора повинна становити 5... 10 Ст. при цьому амплітуда вихідного сигналу підсилювача, що спостерігається на ХР2. має бути вдвічі менше. Відносна величина викиду на фронтах імпульсів у своїй має перевищувати 20 % (в авторському примірнику вона становить близько 8 % - див. рис. 20) и. що найголовніше, "дзвін" після фронту повинен повністю загасати не більше, ніж за півтора періоди. Невелика "брижі" на "полицях", видима на рис. 20 - результат паразитного резонансу в ланцюзі живлення цифрової мікросхеми, на якій зібраний генератор імпульсів. Час наростання або спаду (за рівнями 10 і 90 % від значень, що встановилися) повинен становити приблизно 70 не (див. рис. 21).

Вид фронту і спаду на виході підсилювача, якщо сигнал з генератора має однакові фронт і спад, на око має бути симетричний. Якщо це не так. то велика ймовірність, що один з плеч підсилювача напруги (VT5 - VT8, VT13, VT14) або вихідного повторювача є дефектні елементи. Дефектним може бути і DA3. Якщо викид перевищує 20...25 % або помітний "дзвінок" після викиду, необхідно збільшити ємність конденсатора С46 і підібрати резистор R71 з найбільш швидкого загасання перехідного процесу.

Потім бажано перевірити запас стійкості підсилювача у всьому діапазоні вихідної напруги під навантаженням. Для цього до ХРЗ підключають вихідний RLC-ланцюг (L1. L2. R118-R121. С77. С78) та активне навантаження опором 0.8 від номінального. Після цього перевіряють вид перехідних процесів на ХР2 при підключеному навантаженні.

Далі усувають замикання входу підсилювача із загальним проводом і подають на вхід підсилювача низькочастотний (100...200 Гц) сигнал від синусоїдального генератора сигналу. При цьому генератор імпульсів прямокутної форми, як і раніше, повинен бути підключений до S1. Збільшуючи амплітуду синусоїдального сигналу, спостерігають перехідний процес на ХР2 при різних миттєвих вихідних напругах, аж до порогу обмеження. Якщо при наближенні вихідної напруги до порога обмеження не відбувається надмірного збільшення викиду та "дзвону" на перехідному процесі від прямокутних імпульсів, можна замкнути запобіжні резистори в ланцюгах випрямляча ± 40 і повторити контроль при повній потужності. Шлейф, через який підключена плата вихідного фільтра, не повинен мати довжину більшу за 0,4 м. На закінчення можна відключити навантаження і перевірити перехідні характеристики без навантаження.

Збільшувати запас по фазі до 80...90' для отримання перехідного процесу без викиду в УМЗЧ (як і в більшості інших широкосмугових підсилювачів) недоцільно. При цьому в кілька разів звужується смуга дії ООС і особливо глибина, що її досягається, на верхній межі діапазону робочих частот. Подібні рішення зазвичай аргументуються необхідністю забезпечення стабільності під час роботи підсилювача на комплексне навантаження, проте, як відомо, гільйотина - не єдиний і не найкращий засіб від головного болю. Декілька елементів у вихідному фільтрі, на думку автора, не надто дорога плата за можливість на порядок розширити смугу ООС.

Останньою операцією при налагодженні є встановлення порога м'якого обмеження. Перед встановленням порога необхідно зняти перемичку з С52 і з'єднати висновок +ОС - контакт FBH (на платі між резисторами R40 і R41) з висновками ХР2. зберігши на роз'ємі перемичку. Не зайве підключити до виходу підсилювача вихідний фільтр та номінальне навантаження

Найбільш зручний спосіб припасування порогу м'якого обмеження - встановити резистори R16 і R17 більшого номіналу (наприклад, 75 кОм). а потім, підключаючи паралельно їм резистори опором 0,2... 1 МОм, домогтися того, щоб вхід в обмеження власне підсилювача потужності (визначений за появою сигналу на виході DA2) наступав тільки при перевантаженні входу в 2...3 рази ( порівняно із ситуацією відсутності м'якого обмежувача). Незважаючи на те. що поріг обмеження відстежує величину напруги живлення вихідного каскаду, компенсація не ідеальна, тому настроювати обмежувач потрібно при номінальній напрузі живлення та підключенні номінального навантаження. Резистор R16 відповідає за поріг обмеження негативної напівхвилі (на виході підсилювача) a R17 - позитивної.

При напрузі живлення вихідного каскаду вище ±30 В бажано також точніше виставити поріг захисту ОБР. Для цього опору R114 і R117 встановлюють на 12... 15% більше за те, з яким відбувається спрацьовування захисту при максимальній вихідній напрузі підсилювача на холостому ходу без навантаження.

Після складання та налаштування підсилювача виникає природне бажання визначити його характеристики. Вимірювання потужності. АЧХ. коефіцієнта передачі зазвичай не викликають проблем. Акуратніше треба підходити до вимірювання шуму - через дуже широку смугу пропускання підсилювач потужності посилює наведення від радіостанцій аж до діапазону КВ. Тому при вимірі шуму потрібно обмежити смугу сигналу, що подається на вольтметр.

Найпростіше це зробити пасивним фільтром першого порядку. Шумова смуга такого фільтра в 1.57 рази ширша за його смуги пропускання, тому, якщо є бажання виміряти шум у смузі 22...25 кГц. частоту зрізу RC-ланцюга потрібно вибирати рівною 14...16 кГц.

Іншою проблемою при вимірі шумів є наведення із частотою мережі. Найпростіше їх відфільтрувати за допомогою ФВЧ із частотою зрізу 1 кГц, але в будь-якому випадку потрібно грамотно виконати з'єднання та екранувати підсилювач.

Для виключення появи замкнутих контурів загального дроту всі джерела живлення ізольовані та з'єднуються тільки на платі підсилювача, причому на платі загальні провідники ланцюгів сигналу та живлення розділені. Точка їх з'єднання забезпечена отвором для підпаювання дроту (перетином не менше 0.75 мм2), що з'єднує загальний дріт плати підсилювача з корпусом, цей отвір розташовано між R65 і R69. З'єднання всіх ланцюгів (крім екрану трансформаторів) з корпусом підсилювача виконується в одному місці, що підбирається експериментально за найменшим рівнем перешкод.

Напругу шуму потрібно вимірювати мілівольтметром справжнього середньоквадратичного значення, наприклад. ВЗ-57. При використанні звичайного мілівольтметра в результат потрібно вносити виправлення - він занижує шум на 12...15%. В авторському макеті підсилювача вихідний шум у смузі 1...22 кГц при замкнутому вході навіть без екранування не перевищує 80...100 мкВ.

Найбільші складності викликає вимірювання нелінійних та інтермодуляційних спотворень, що вносяться підсилювачем. Пов'язано це про те. що завдяки малим спотворенням підсилювача ще до охоплення ООС (не більше 1...2%) та глибині ООС у всьому діапазоні звукових частот, що перевищує 85 дБ. основними джерелами спотворень виявляються неідеальність пасивних компонентів, наведення від двотактного вихідного каскаду і спотворення, що вносяться вхідним фільтром на DA1. З урахуванням усіх вжитих заходів. внаслідок спотворення справного підсилювача вбирається у 9%. що нижче меж вимірювання більшості вимірювальних приладів, а також менше спотворень і шуму більшості генераторів. Динамічний діапазон більшості аналізаторів спектра також не перевищує 4 дБ. чи 0.002%. Тому прямий вимір нелінійних та інтермодуляційних спотворень подібних підсилювачів стандартними засобами практично неможливий.

Загальноприйнятим рішенням у подібній ситуації є використання методики, аналогічної до перевірки генераторів. Сигнал основної частоти на виході пристрою, що випробовується, послаблюється режекторним фільтром, а для вилучення гармонік і комбінаційних складових з широкосмугового шуму використовують аналізатор спектру. Однак при цьому виникає проблема, пов'язана з впливом режекторного фільтра на характеристики пристрою, що випробовується. У разі УМЗЧ, що має низький (і досить лінійний!) вихідний опір ще без загальної ООС та фільтра з високим вхідним опором при використанні атестованих пристроїв (наприклад, фільтра з комплекту генератора ГЗ-118) цим впливом можна знехтувати.

Для вимірювань потрібен аналізатор спектра. У зв'язку з поширенням ПК. оснащених звуковими платами, поряд недостатньо уважних авторів рекомендується застосовувати програмні аналізатори спектру (SpectraLab тощо). У цьому ігнорується те що, що частотний діапазон АЦП звукових карт вбирається у 22 кГц. тобто. при частоті сигналу вище 11 кГц, навіть друга гармоніка виходить за межі смуги пропускання плати.

Для експрес-оцінки спотворень можна зробити так. До виходу УМЗЧ підключають ФНЧ із частотою зрізу 200...250 кГц і далі попередньо налаштований режекторний фільтр, що входить до комплекту генератора. Потім на вхід підсилювача подають сигнал від генератора з малими нелінійними спотвореннями, наприклад. ГЗ-118 або ГС-50 (0.0002% на 10 кГц), а сигнал на виході Фільтра режекторного спостерігають високочутливим осцилографом.

ФНЧ необхідний зменшення рівня шуму, щоб можна було побачити продукти спотворень. Проте в авторському примірнику продукти спотворень виявилися невиразними на тлі шуму аж до початку роботи "м'якого" обмежувача навіть на частоті 20 кГц.

Відповіді на запитання

1. Чим зумовлена ​​підвищена складність підсилювача?

У цьому підсилювачі застосовані практично всі додаткові вузли - вхідний фільтр, пристрої "м'якого" обмеження, "м'якого" пуску, захисту, індикації. Такий підхід є типовим для підсилювачів професійного призначення.

2. Яка конструкція послужила йому прототипом?

Прототип цього УМЗЧ (як і ряду інших популярних свого часу конструкцій) - підсилювач, опис якого було опубліковано в № 14 за 1977 р. журналу "Radio. Fernsehen, Elektronik" ). На рис. 1 показано його функціональну схему. Як попередній підсилювач застосований ОУ. за яким слідує підсилювач, що складається з емітерного повторювача на транзисторі VT2 і транзисторів VT1, VT3 (включені за схемою ПРО). До недоліків цього УМЗЧ можна віднести використання нелінійних діодно-резистивних ланцюгів для завдання струму спокою вихідного каскаду і застосування ОУ, що страждає на "сходинку" - (μА709 - аналог К153УД1). Крім того, не оптимальна та частотна корекція цього підсилювача.

Інший УМЗЧ з аналогічною структурою каскодного підсилювача, описаний В. Клецовим ("Підсилювач НЧ з малими спотвореннями". - Радіо. 1983. № 7. с. 51 - 53), відрізняється відсутністю ОУ в ланцюзі сигналу (рис. 2) та появою стабілітрона VD1 для узгодження рівнів. Застосування простого диференціального каскаду, та ще й з несиметричним зніманням сигналу, призвело до сильного впливу ланцюга живлення +Uпіт1. Тут слід зазначити, що застосування вхідних каскадів на дискретних елементах з використанням більш складної схемотехніки може бути виправдане і може привести до цікавих результатів.

Далі слід назвати "УМЗЧ високої вірності" Н.Сухова (Радіо, 1989. № 6. с. 55 - 57: № 7. с. 57-61). Структурна схема цього РОЗУМ показана на рис. 3.

Застосування щодо лінійного ОУ знизило рівень спотворень (принаймні на НЧ) не менше ніж на порядок порівняно з конструкціями, виконаними за традиційними схемними рішеннями. Разом з тим, інтегратор на ОУ в ланцюгу ООС РОЗУМ по постійному струму, корисний по суті, підключений до одного з висновків ланцюга балансування ОУ DA1, що призводить до порушення симетрії його вхідного каскаду. Застосування в ланцюгу зміщення транзистора VT7 двох замість трьох діодів (як у прототипі на рис. 1) збільшило нелінійність каскодного підсилювача, а відсутність заходів щодо запобігання входу транзисторів підсилювача напруги в режим квазінасичення змусило "затрубити" частотну корекцію. В результаті динамічні характеристики цього УМЗЧ виявилися далекі від потенційно можливих. Цікавим вузлом у цьому підсилювачі став компенсатор опору з'єднувальних проводів у ланцюзі навантаження, який використовувався до цього переважно у вимірювальній апаратурі.

Зазначимо, що в підсилювачі Н. Сухова (а потім і в підсилювачі С. Агєєва) використано вдалі схемні рішення, запропоновані П. Зуєвим ("Підсилювач з багатопетльової ООС". - Радіо. 1984. № 11. с. 29 - 32. с. 42, 43). Це ефективний "тригерний" захист від струмового навантаження (особливо при виникненні наскрізного струму), виконаний на транзисторах VT3 - VT6, VT15 (рис. 3). а також вхідний фільтр, що обмежує вплив позасмугових перешкод на підсилювач.

Зауважимо, що в жодній з перелічених вище конструкцій, крім конструкції С. Агєєва, немає захисту, виконаного з урахуванням області безпечної роботи (ОБР) вихідних транзисторів. Це суттєво, оскільки при роботі на реальне навантаження траєкторії робочих точок вихідних транзисторів у цих конструкціях виходять далеко за межі ОБР. що різко знижує їхню надійність.

Структурна схема УМЗЧ С. Агєєва наведена в "Радіо", 1999 № 10. с. 16. Одна поправка – верхній за структурною схемою транзистор VT6 повинен мати позначення VT8.

Зауважимо, що реальні характеристики та "поведінка" підсилювача при роботі на реальне навантаження визначаються ступенем опрацювання "дрібниць" схемотехніки, частотної корекції та конструктивним виконанням. Так, різке підвищення лінійності підсилювача напруги забезпечене як симетрією схеми, і підвищенням напруги харчування. Окреме харчування вихідного каскаду значно покращує використання напруги, підвищує досяжну вихідну потужність і полегшує режим роботи вихідних транзисторів. Зменшення максимального струму, що припадає на кожен вихідний транзистор, дозволило уникнути різкого спаду їх посилення струмом (спад коефіцієнта передачі струму бази h21е у КТ818 і КТ819 починається при струмі колектора вище 1 А) і зберегти лінійність вихідного каскаду.

Розподіл частотної корекції в підсилювачі близький до оптимального, що дозволило поліпшити динамічні характеристики на порядок величини, а глибину ООС на вищих частотах звукового діапазону - на два порядки в порівнянні з кращим прототипом. За рахунок модифікації джерела початкового усунення забезпечена термостабільність підсилювача. Пригнічення ефекту детектування ВЧ сигналів досягнуто симетрування структури, введенням резисторів послідовно з конденсаторами корекції та введенням конденсаторів між базами транзисторів вихідного каскаду для забезпечення його динамічного симетрування. В підсилювачі застосовані також спеціально розрахований RLC-ланцюг на виході, пристрій захисту з урахуванням ОБР. а ОУ використані в інвертуючому включенні.

Конструктивне виконання підсилювача, хоч і досить складно, повністю відповідає завданню мінімальних фазових зрушень і паразитного випромінювання вихідного каскаду.

Підвищення вихідної (без ООС) лінійності, поліпшення швидкісних властивостей та широкосмугового режиму ООС завжди покращує підсилювачі, і "слухові" експертизи це підтверджують.

3. Опублікуйте повну схему міжблочних з'єднань вузлів та плат підсилювача.

Повна схема міжблочних з'єднань підсилювача наведена на рис. 4.

4. Як зменшити вихідну потужність підсилювача та спростити його без погіршення параметрів?

Для зменшення потужності підсилювача до 60...80 Вт на навантаженні 4 Ом достатньо зменшити кількість транзисторів вихідного каскаду, напруга живлення вихідного каскаду знизити до ±28...±30 В, а напруга живлення підсилювача напруги - відповідно до ±40... ±43 В. Для вітчизняних транзисторів оптимальний варіант вихідного каскаду – по 5 – 6 шт. КТ818 - КТ819 з індексами В. Г або 2 - 3 шт. КТ8101-КТ8102 на плече кінцевого ступеня, по 4 шт. КТ639 (з індексами Д, Е) - КТ961 (з індексами А. Б) на плече у другому ступені, а також по два КТ9115 (з індексами А. Б) та КТ602Б (або 6М) у першому ступені вихідного каскаду.

Резистори в ланцюзі емітерів КТ818-КТ819 - опором 0.6...0,7 Ом (по два паралель по 1,2... 1,5 Ом) при струмі спокою 90... 100 мА на транзистор, для КТ8101 - КТ8102 - 0.3...0.4 Ом (три в паралель по 1...1.2 Ом) при струмі спокою близько 200 мА на транзистор.

Струм спокою КТ639-КТ961 - по 65...70 мА (R82 - R855 - опором 18...22 Ом), струм спокою КТ9115/КТ602 - по 15 мА (R76. R77 - no 180...200 Ом).

Діоди в емітерах VT16-VT19 (див. "Радіо". 2000. № 4) - КД521, КД522, КД510 з будь-яким індексом.

Як згадувалося у статті З. Агєєва, за можливості рекомендується застосування імпортних транзисторів (див. " Радіо " , 2000, № 5, з. 23). Автор рекомендує замість КТ9115 транзистори 2SA1380. КТ969 потрібно замінити на КТ602БМ чи 2SC3502. Для варіанта на 60...80 Вт при живленні 28...31 В першому ступені вихідного каскаду достатньо однієї пари транзисторів зі струмом спокою близько 20 мА (номінал R76 - 130- 150 Ом), у другому ступені - по 2 шт. на плече 2SB649 та 2SD669 або 2SA1249 та 2SC3117 зі струмом спокою 80...90 мА (номінал R82, R83 - 13 - 15 Ом). На виході достатньо пара 2SA1216/2SC2922 з резисторами в емітерах опором 0,2 ...0,25 Ом і при струмі спокою близько 200 мА, проте краще (але дорожче) поставити дві пари 2SA1215 і 2SC2921 з резисторами. зі струмом спокою близько 0,3 мА на кожну пару.

Конденсатори фільтра напруги живлення 28...30 В – по 6 шт. ємністю 4700 мкФ на 35 В кожному плечі. Діоди випрямляча – КД213 з будь-яким буквеним індексом.

При самостійному розведенні плати РОЗУМ слід звертати особливу увагу на мінімізацію паразитних індуктивностей ланцюгів живлення та загального дроту потужного вихідного каскаду.

(Натисніть для збільшення)

5. Які АЧХ та ФЧХ підсилювача?

АЧХ власне РОЗУМ (без фільтрів) тягнеться від постійного струму до 3.5...4 МГц (за рівнем -ЗдБ). Смуга дії ООС дещо ширша за рахунок дії форсуючих конденсаторів, включених паралельно резисторам ООС. Фазовий зсув РОЗУМ у звуковій смузі частот становить частки градуса.

6. У чому причина застосування такого "стародавнього" ОУ?

Справа в тому. що ОУ КР140УД1101 за своїми характеристиками підходить для застосування в УМЗЧ набагато краще, ніж будь-який інший.

По-перше, АЧХ цього ОУ має додаткову полюсно-нульову пару, що дозволяє різко підвищити ефективне твір посилення смугу. У порожниною скоригованому підсилювачі його значення становить приблизно 50х103 на частоті 100 кГц, а частота одиничного посилення - близько 15 МГц. Саме ця обставина (втричі більша петльова посилення, ніж при стандартній однополюсній корекції) значно покращує здатність даного ОУ виправляти похибки, що вносяться іншими елементами.

По-друге, час виходу ОУ з обмеження вбирається у 200 не, це. зокрема, запобігає збудженню УМЗЧ під час перевантажень. Ще одна перевага - відмінне використання напруги живлення. Немаловажними є також малі вхідні струми та ємність (менше 2 пФ), високе посилення на постійному струмі, дуже висока лінійність у широкій смузі частот.

Затвердження, що зустрічаються іноді про суттєву (порівняно з іншими ОУ) нелінійності або асиметрії передавальних характеристик LM318 (КР140УД1101) не знаходять експериментального підтвердження. Навпаки, завдяки глибоким місцевим ОС і щодо великому струму спокою власні спотворення цього ОУ без ООС. особливо на ВЧ або під навантаженням, виявляються нижчими, ніж у більшості ОУ загального застосування. Асиметрія максимальних швидкостей наростання та спаду (що перевищують, як правило. 75 В/мкс) в інвертуючому включенні не перевищує 15 %. причому перехідний процес зберігає вигляд і симетрію до швидкостей наростання і спаду в 50...60 В/мкс (65...75 % від максимальної). Остання властивість зустрічається не часто і свідчить про високу динамічну лінійність.

Спектральна щільність ЕРС шуму у КР140УД1101 на частоті 1 кгц становить. 13.. 16 нВДТц, фліккер-шум виражений слабо (частота зрізу близько 100 Гц). Спектральна густина струму шуму на середніх частотах не перевищує 0.4 пА/уТц. що дозволяє використовувати відносно високоомні резистори у ланцюгах ООС. Рекомендований рядом авторів К574УД1 поступається за всіма статтями - від діапазону лінійності по входу (0.5 .0.6 В проти 0,8 В) та смуги в режимі одиничного посилення (5...6 МГц проти 16...18 МГц) до статичних характеристик ( напруги зміщення, дрейфу тощо). Спектральна щільність ЕРС шуму уК574УД1 (14...20 нВД'Гцна 1 кГц) у кращому випадку така сама. як у КР140УД1101.

Що стосується швидкості наростання та частоти одиничного посилення (50 В/мкс і 10 МГц), то для К574УД1 вони дано ' нескоректованому включенні, при цьому він стійкий (по ТУ) при коефіцієнті передачі не менше 5. Це не краще, ніж у поширеного LF357 (КР140УД23). При корекції на одиничне посилення К574УД1 має за мінімального запасу стійкості смугу трохи більше 5...6 МГц і швидкість наростання близько 25 В/мкс. Частота одиничного посилення по петлі ОС для УМЗЧ загалом у разі застосування К574УД1 не може бути вищою 2,5...3 МГц із-за відносно великого фазового зсуву на ВЧ (тобто затримки сигналу), що вноситься ОУ. Тому глибина ООС на частотах у десятки кілогерц при використанні К574УД1 виявляється на порядок менше, ніж з КР140УД1101, відповідно вище спотворення та УМЗЧ загалом.

Серед сучасних зарубіжних ОУ є багато вищих КР140УД1101 (LM318) за окремими параметрами. Однак помітно кращих по всьому комплексу параметрів досі немає, і тому LM318 ніхто за кордоном з виробництва не знімає.

Щодо найкращих з існуючих ОУ. незважаючи на ціни і рідкість, то як DA1 і DA4 автор рекомендує LT1468 або НА5221. а як DA3 - AD842. однак при застосуванні AD842 потрібно суттєво змінити ланцюги корекції УМЗЧ. До речі, виграш по глибині ООС при застосуванні AD842 у поєднанні з найкращими імпортними транзисторами не перевищує 6...8 дБ. виграш за частотними властивостями УМЗЧ становить 30...40 %. Це зовсім небагато, а головне, що ці покращення практично вже непомітні на слух.

7. Чому в підсилювачі застосовані вітчизняні вихідні транзистори, тоді як імпортні за параметрами кращі?

Автор виходив з умови доступності напівпровідникових приладів, що використовуються в підсилювачі. Справді, недоліки застосованих вітчизняних транзисторів виявляються, зокрема, про обмеження потужності підсилювача та необхідність паралельного включення великої кількості транзисторів для забезпечення гарантованої надійності. Найбільш слабким елементом, до речі, виявляються не вихідні, а передвихідні транзистори (КТ639Е).

Проте, на думку автора. 100 Вт неспотвореної потужності при комплексному навантаженні підсилювача в домашніх умовах цілком достатньо. Більш того, більшість доріг їх імпортних підсилювачів не здатні і на це. Наприклад, модель "Symphonic Line RG-9 Mk3" ($2990). яка отримала дуже хороші оцінки в зарубіжній пресі (за даними журналу "Аудіо Магазин"), при заявленій потужності 300 Вт на навантаженні 8 Ом, на тональному сигналі частотою 50 Гц фактично віддає без спотворень (К-не більше 0.1%) потужність, яка не перевищує 70 Вт на чисто активному опорі 8 Ом, близько 95 Вт – на 4 Ом, а при комплексному навантаженні – і того менше. Тому ще раз зауважимо, що при бажанні знизити потужність надлінійного УМЗЧ доцільно зменшувати номінальні значення напруг його блоку живлення, при цьому можна скоротити і кількість транзисторів у вихідному каскаді.

Як показали спеціально проведені дослідження, вихідний каскаді паралельним включенням восьми вітчизняних транзисторів за спотвореннями не поступається варіанту вихідного каскаду потужністю 120 Вт на кращих з існуючих імпортних транзисторів - в першому каскаді 2SA1380 і 2SC3502 і 2SC649, по два на плече. а на виході - 2SA669 та 2SC1215. також по два на плече. Крім того, варіант з використанням більшої кількості вихідних транзисторів забезпечив "м'якше" перемикання плечей, при цьому спостерігалася повна відсутність "перемикальних" спотворень. Щодо швидкісних характеристик, то осцилограми, що демонструють відмінну динамічну лінійність підсилювача (див. статтю в Радіо, 2. № 2921). знято саме на блоці УМЗЧ з вітчизняними потужними транзисторами.

Слід зазначити, що застосування імпортних транзисторів, безумовно, знижує трудомісткість монтажу підсилювача, а разом із зміною ланцюгів корекції на 30...40% покращує швидкісні характеристики. Однак на якість звуку це практично не впливає.

8. При вимірі коефіцієнта передачі струму бази транзисторів КТ819Г отримано значення h21е = 400, а КТ818Г - 200. Чи не занадто багато для них?

Так, це дуже багато. Значення h21е = 100 ... 160 натоці 100 мА ще допустимі, але більше двохсот - небажано. На жаль, зустрічаються транзистори з h21е до 500. Вони вкрай ненадійні, і вони спостерігається помітний спад коефіцієнта передачі струму бази вже за струмі колектора більше 1 А. Краще застосовувати транзистори КТ818Г і КТ819Г випуску пізніше середини 1997 р. - вони параметри .

9. Чи можна використовувати у вихідному каскаді транзистори серій КТ8101 і КТ8102 як аналоги згаданих у статті 2SA1215, 2SC2921?

Проблема в тому. що серед транзисторів цього типу, що купуються на ринках, зустрічається багато шлюбу, у тому числі по ОБР. Електричні параметри дозволяють встановлювати ці транзистори у вихідному каскаді трохи більше чотирьох-п'яти на плече через значної ємності їх переходів - удвічі більше, ніж в КТ818. КТ819. Якщо транзистори хорошої якості, то застосовувати їх у підсилювачі цілком допустимо

10. Чим пояснюється застосування в УМЗЧ дорогих транзисторів КТ632Б та КТ638А?

По-перше, у продажу є й недорогі версії, але "в пластмасі* (наприклад. КТ638А1). По-друге, це. на думку автора статті, єдино відповідні комплементарні вітчизняні транзистори для підсилювачів з напругою живлення вище ±40 В. До речі, лінійність їх вихідних характеристик дуже висока, а об'ємний опір колектора при цьому невелика.Імпортні ж транзистори 2N5401 і 2N5551 у цьому відношенні трохи гірше, але застосовувати їх допустимо (з урахуванням різниці в цоколівці).

11. Чи потрібно вносити будь-які зміни до підсилювача, якщо використовувати в ланцюгах живлення оксидні конденсатори більшої ємності - по 15000 мкФ, встановивши їх поряд з платою РОЗУМ?

У такому випадку на плату потрібно встановити на місце оксидних "високочастотні" конденсатори (наприклад, 6-10 шт. К73-17 ємністю 4,7 мкФ на 63 В) і RC-ланцюжки, що демпфують, з двох-чотирьох паралельно включених оксидних конденсаторів сумарною -1000 мкФ на 2200 В та послідовного резистора опором 63 Ом 1 Вт для придушення резонансу з проводами живлення (їх треба обов'язково звити). Застереження: при такій швидкодії та струмі, який забезпечує цей підсилювач, будь-яка істотна зміна конструкції призводить до необхідності заново підганяти корекції ланцюга (R0.5, С71) для оптимізації перехідної характеристики.

12. Уточніть напругу та струм вторинних обмоток трансформатора Т2.

Струм в обмотках трансформатора живлення можна розглядати як піковий або еквівалентний синусоїдальний. При розрахунку трансформатора, що працює на випрямляч з ємнісним фільтром, потрібно враховувати піковий струм, оскільки він визначає падіння напруги на обмотках. Виробники зазвичай мають на увазі струм при резистивному навантаженні, пікове значення якого набагато менше - відповідно у промислових трансформаторів при тій же потужності опір обмоток завищено. Саме з цієї причини у статті було наведено значення опору обмоток, а не струму. В інших варіантах конструкції трансформаторів живлення опору обмоток можна визначити досить точно, виходячи з розрахункової довжини та перерізу дроту.

Для варіанта підсилювача з напругою живлення вихідного каскаду 32 В напруга холостого ходу на обмотках має становити 23...24 В ефф максимальний струм вторинної обмотки в імпульсі (при вихідному струмі підсилювача 7 А на частоті 20 Гц) - 32...37 А, при цьому зниження напруги під навантаженням не повинно перевищувати 2...3 В. Вимоги до інших обмоток викладені у статті.

13. Які особливості включення підсилювача в режимі бруківки з метою збільшення вихідної потужності?

При мостовому включенні двох підсилювачів можна зробити такі зміни.

По-перше, потрібно об'єднати разом шини живлення ±40 В та загального дроту обох підсилювачів у джгут із семи щільно скручених проводів перетином не менше 1 мм2 кожен, як це показано на рис. 1. Спеціальне розташування провідників дозволяє максимально знизити паразитну індуктивність з'єднання. Об'єднання потужних ланцюгів живлення дозволяє подвоїти ефективну ємність конденсаторів фільтра та знизити еквівалентний опір випрямляча за рахунок використання обох половин джерела живлення при посиленні кожної напівхвилі сигналу. Необхідна умова - окремі для кожного каналу вторинні обмотки трансформатора живлення Т1 (їх краще намотати одним джгутом проводів), щоб виключити струм, що вирівнює між випрямлячами і компенсаційний струм у загальному дроті джгута.

По-друге, потрібно знизити напругу живлення вихідного каскаду з ±40 до ±32 В., що полегшить умови роботи його транзисторів, дозволяючи їм без порушення ОБР працювати у мостовому включенні на навантаження 4 Ом. Крім того, менша напруга дозволить застосувати конденсатори з робочою напругою 35 В більшої ємності (при тих же габаритах).

По-третє, виключають ОУ DA4 та ланцюги, пов'язані з ним.

14. Наскільки низьким має бути імпеданс джерела сигналу нормальної роботи вхідного фільтра підсилювача?

Прототип цього підсилювача мав додатковий каскад із симетричним входом і не потребував низького опору джерела сигналу. Однак і без такого каскаду при вихідному опорі джерела сигналу менше 3 ком зміни в АЧХ вхідного фільтра дуже незначні,

15. Яким чином зробити симетричний вхід підсилювача без втрати як звуковідтворення?

Варіант схеми каскаду із симетричним входом наведено на рис. 2.

У порівнянні з КР140УД1101 чи LM318. вказаним на схемі застосування популярних у аудіофілів ОУ (LT1028, LT1115, AD797. ОРА627, ОРА637, ОРА604. ОРА2604 та ін) в реальних умовах, наприклад, за наявності ВЧ перешкод, часто показує гірший результат. З випробуваних ОУ найкраще працює AD842, проте зараз виробництво цієї мікросхеми, схоже, припинено. Зауважимо, що через великий вхідний струм цього ОУ опір резисторів каскаду потрібно знизити в кілька разів.

16. Що можна рекомендувати для надлінійного УМЗЧ як підсилювач? Який попередній підсилювач використав автор?

Вхід УМЗЧ розрахований на безпосереднє підключення до програвача компакт-дисків WADIA. що має максимальну вихідну напругу 2 В (до речі. DAT-магнітофон теж має аналогічний рівень). Установка рівня сигналу в ньому проводиться ЦАП з функцією регулятора (причому регулювання комбінована - і "цифрі", і про "аналог" - за рахунок зміни опорної напруги). У двоблочного програвача регулятор із цифровим керуванням у порівнянні із змінним резистором має менший модуляційний шум.

З відносно поширених програвачів компакт-дисків можна рекомендувати моделі SONY XA30ES, XA50ES та ТЕАС-Х1. Добре зарекомендували себе програвачі SACD. Замість підсилювача автор використав простий комутатор на герконових реле.

При конструюванні надлінійного УМЗЧ рекомендуємо застосувати регулятори гучності з дискретним згасанням. В крайньому випадку можна на вхід підсилювача поставити змінний резистор опором 10 кОм. причому підключати його треба після конденсатора С1. щоб частота зрізу вхідного ФВЧ. утвореного Cl і паралельним включенням регулятора і R1, була мінімальною за малої гучності і максимальної - за великої.

17. Як можна тимчасово зменшити вихідну потужність (чутливість)?

Для введення режиму "20 дБ" ("тихо") найпростіше ввести у вхідний ланцюг додатковий "резистор, що гасить" і реле (РЕМ-49 або РЕМ-55, РЕМ-60, РЕМ-80, РЕМ-81, РЕМ-91 і т.п.) з нормально замкнутими контактами, що включаються паралельно до цього резистора. Розмикання контактів призводить до зниження рівня. Контакти мають бути позолочені (перевірте за паспортами реле). Підійдуть також інші герконові реле, теж із позолоченими контактами. Живити реле треба постійною напругою з низьким рівнем пульсацій, інакше можливе тло змінного струму.

18. У широкосмугових електронних приладах великі оксидні конденсатори зазвичай шунтують керамічними. Чи варто тому передбачити розміщення SMD конденсаторів на платі?

Спеціально проведені вимірювання показали, що при повній установці на плату оксидних конденсаторів стандартної якості (Samsung. Jamicon тощо), введення додаткових керамічних конденсаторів практично не змінює імпедансу шин живлення в діапазоні частот до 20 МГц, перехідні характеристики підсилювача також не змінюються. SMD-конденсатори (для поверхневого монтажу) на напругу 63 В – рідкість, зазвичай вони на 50 В. Потрібно мати на увазі, що велика плата при монтажі деформується, що може призвести до тріщин у таких конденсаторах.

література

1. Агєєв С. Чи повинен УМЗЧ мати низький вихідний опір? – Радіо, 1997, № 4, с. 14-16.
2. Вітушкін А., Телеснін В. Стійкість підсилювача та природність звучання. – Радіо, 1980, № 7, с. 36, 37.
3. Сухов Н. УМЗЧ високої вірності. – Радіо, 1989, № 6, с. 55-57; №7, с. 57-61.
4. Alexander M. A Current Feedback Audio Power Amplifier. 88-th Convention of the Audio Eng. Society, reprint №2902, March 1990.
5. Wiederhold M. Neuartige Konzeption fur einen HiFi-Leistungsfersterker. - Radio fernsehen elektronik, 1977, H.14, s. 459-462.
6. Акулінічів І. УМЗЧ з широкосмугової ООС. – Радіо, 1989, № 10, с. 56-58.
7. Baxandal PJ Technique для Displaying Current and Voltage Output Capability of Amplifiers and Relating This to the Demands of Loudspeakers. - JAES, 1988, vol. 36, p. 3-16. 17.
8. Поляков В. Зменшення поля розсіювання трансформаторів. – Радіо, 1983, № 7, с. 28, 29.
9. ECAP Theory. – Видання фірми EvoxRifa Co., 1997.
10. Популярні роз'єми зарубіжного виробництва. – Радіо, 1997, № 4, с. 60.
11. Популярні роз'єми зарубіжного виробництва. - Радіо. 1997 № 9. з 49-51.

Автор: С.Агєєв, м.Москва

Дивіться інші статті розділу Підсилювачі потужності транзисторні.

Читайте та пишіть корисні коментарі до цієї статті.

<< Назад

Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:

Штучна шкіра для емуляції дотиків 15.04.2024

У світі сучасних технологій, де віддаленість стає дедалі більш повсякденною, збереження зв'язку й почуття близькості грають значної ролі. Нещодавні розробки німецьких учених із Саарського університету в галузі штучної шкіри становлять нову еру у віртуальних взаємодіях. Німецькі дослідники з університету Саарського розробили ультратонкі плівки, які можуть передавати відчуття дотику на відстані. Ця передова технологія надає нові можливості для віртуального спілкування, особливо для тих, хто виявився далеко від своїх близьких. Ультратонкі плівки, розроблені дослідниками, товщиною всього 50 мікрометрів, можуть бути інтегровані в текстильні вироби та носитися як друга шкіра. Ці плівки діють як датчики, що розпізнають тактильні сигнали від мами чи тата, і як виконавчі механізми, що передають ці рухи дитині. Дотики батьків до тканини активують датчики, які реагують на тиск та деформують ультратонку плівку. Ця ...>>

Котячий унітаз Petgugu Global 15.04.2024

Турбота про домашніх тварин часто може бути викликом, особливо коли йдеться про підтримку чистоти в будинку. Представлено нове цікаве рішення стартапу Petgugu Global, яке полегшить життя власникам кішок та допоможе їм тримати свій будинок в ідеальній чистоті та порядку. Стартап Petgugu Global представив унікальний котячий унітаз, здатний автоматично змивати фекалії, забезпечуючи чистоту та свіжість у вашому будинку. Цей інноваційний пристрій оснащений різними розумними датчиками, які стежать за активністю вашого вихованця в туалеті та активуються для автоматичного очищення після його використання. Пристрій підключається до каналізаційної системи та забезпечує ефективне видалення відходів без необхідності втручання з боку власника. Крім того, унітаз має великий обсяг сховища, що змивається, що робить його ідеальним для домашніх, де живуть кілька кішок. Котячий унітаз Petgugu розроблений для використання з водорозчинними наповнювачами та пропонує ряд додаткових матеріалів. ...>>

Привабливість дбайливих чоловіків 14.04.2024

Стереотип про те, що жінки віддають перевагу "поганим хлопцям", довгий час був широко поширений. Однак нещодавні дослідження, проведені британськими вченими з Університету Монаша, пропонують новий погляд на це питання. Вони розглянули, як жінки реагують на емоційну відповідальність та готовність допомагати іншим у чоловіків. Результати дослідження можуть змінити наше уявлення, що робить чоловіків привабливими в очах жінок. Дослідження, проведене вченими з Університету Монаша, призводить до нових висновків щодо привабливості чоловіків для жінок. В рамках експерименту жінкам показували фотографії чоловіків з короткими історіями про їхню поведінку в різних ситуаціях, включаючи їхню реакцію на зіткнення з бездомною людиною. Деякі з чоловіків ігнорували безпритульного, тоді як інші надавали йому допомогу, наприклад, купуючи їжу. Дослідження показало, що чоловіки, які виявляють співчуття і доброту, виявилися більш привабливими для жінок порівняно з т ...>>

Випадкова новина з Архіву Ультразвукова хімчистка вдома 11.08.2006 Німецька фірма "Ровента" почала випускати прилад для виведення плям ультразвуком. Він є невеликою коробкою з приєднаним до неї "пером". Підклавши під тканину з плямою спеціальну серветку, що вбирає, натискають кнопку на "пере", і з нього випускається кілька крапель миючого розчину. Натиснувши другу кнопку, включають ультразвук. Після кількох проходів "пером" за забрудненим місцем ультразвукові коливання відривають частинки бруду і переводять їх у розчин, який вбирається серветкою.

Інші цікаві новини:

▪ Платформа для пристроїв Snapdragon Wear 2100

▪ Екологічна та медична шкода від крабових паличок

▪ Зварена сорочка

▪ Біоакумулятори, що дихають

▪ Домоведення спорту не замінена

Стрічка новин науки та техніки, новинок електроніки

Цікаві матеріали Безкоштовної технічної бібліотеки:

▪ Розділ сайту Електрику. Добірка статей

▪ стаття Іудушка. Крилатий вислів

▪ стаття Чого досяг американець, якого багато хто вважав найрозумнішою людиною в історії? Детальна відповідь

▪ стаття Тиски з редуктором. Домашня майстерня

▪ стаття Дільник частоти – розподільник імпульсів. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

▪ стаття Незгорана носова хустка. Хімічний досвід

Залишіть свій коментар до цієї статті:

All languages ​​of this page

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт

www.diagram.com.ua
2000-2024