Стабілізація режиму підсилювачів класу АВ. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Підсилювачі потужності транзисторні

 Коментарі до статті

У запропонованій увазі читачів статті представлений спосіб автоматичного регулювання напруги зміщення двотактних підсилювачів для стабілізації струму, споживаного підсилювачем при проходженні сигналу, що посилюється через нуль і в стані спокою.

До переваг статті можна віднести методику розрахунку та перевірки стабільності режиму вихідного каскаду УМЗЧ.

Підсилювачі класу АВ найбільш поширені серед лінійних підсилювачів потужності, оскільки дозволяють поєднувати високу економічність підсилювачів класу В з відсутністю спотворень у підсилювачах класу А. Однак формування необхідної для цієї напруги усунення транзисторів, що підтримує плечі двотактного каскаду в режимі оптимального початкового струму (струму спокою), і залишається основною проблемою побудови таких підсилювачів, проблемою стабілізації параметрів. Пояснюється це нестабільністю характеристик транзисторів, їх залежністю від температури та рівня сигналу, а також від розкиду та дрейфу параметрів тих самих транзисторів. У статті [1] йдеться не так про стабілізацію, як про забезпечення "визначеності" режиму. Досягнутий практичний рівень характеризує добірка схем [2]. З них та інших відомих автору публікацій видно, що прийнятного схемотехнічного рішення стабілізації режиму підсилювачів цього класу досі немає; не сформульовано однозначного способу (правила, критерію, алгоритму) регулювання напруги усунення, який дозволяв би автоматично встановлювати оптимальну напругу усунення потужних транзисторів. Одне із вирішень цієї проблеми пропонується нижче.

Критерій оптимальності

Режим підсилювачів найбільш ефективно стабілізують методами зворотного зв'язку шляхом вимірювання деякої електричної величини, яка залежить від напруги зміщення, порівняння її з еталонним значенням та автоматичного регулювання. Спроби регулюванням напруги зміщення стабілізувати струм спокою підсилювачів приводили або лише до часткового вирішення задачі [3, 4], або до створення підсилювачів [5], що володіють необхідною стабільністю, але програють високоякісним підсилювачам класу АВ за деякими параметрами. Струм цих підсилювачів в момент проходження сигналу, що посилюється через нуль - його називають початковим струмом - не дорівнює струму спокою підсилювачів; їх правильніше віднести до підсилювачів з динамічним усуненням. Для двотактних підсилювачів зі стабілізацією мінімальних струмів плечей [6], крім того, небезпечне перезбудження. Тільки стабільні за всіма параметрами підсилювачі класу АВ можна вважати досконалими, що знаходяться поза конкуренцією.

Критерій оптимальності напруги усунення підсилювачів класу АВ - стабільність початкового струму, рівного струму спокою підсилювача класу АВ і підтримуваного автоматично.

Цей критерій оптимальності без його формулювання та без поділу понять струму спокою та початкового струму використаний у [7]. Однак автор обрав невдалу методику визначення початкового струму (у термінології автора - струму спокою) шляхом його обчислення за допомогою операційних підсилювачів як різниці між вимірюваними струмами плечей та навантаження. Крім складності реалізації та досить великих втрат потужності у вимірювальних резисторах, основний недолік обраної методики полягає в тому, що похибка визначення може перевищувати потрібне значення. Розвитком ідей з [7] можна вважати технічне рішення [8], де досягнутий хороший результат стосовно підсилювачів на польових транзисторах, але недостатньо повно формулюються і виконуються вимоги, обов'язкові для будь-яких підсилювачів класу АВ. Нижче докладно розглянуто метод виміру початкового струму за допомогою детектора мінімальних значень суми струмів у плечах двотактного каскаду.

Теоретичне обґрунтування

Для того щоб виявити можливість вимірювання початкового струму у двотактному каскаді на тлі змінних сигналів, розглянемо зміни струмів у плечах такого каскаду та їх суми у припущенні, що струм сигналу в навантаженні змінюється за найпростішим синусоїдальним законом:

i_н = л_msinα.

Тут і_н - Миттєве значення струму навантаження; I_m - його амплітуда; α = Ωt - фазовий кут; Ω – робоча частота; t – час.

Характер зміни струмів у плечах двотактного каскаду зображено на рис. 1,а, а суми абсолютних значень струмів - на рис. 1, б.

Рис. 1.

Струм навантаження у двотактному каскаді визначається різницею струмів плечей або сумою абсолютних значень прирощень струмів плечей

i_н = |Δi₁| + lΔi₂|.

При малих струмах сигналу обидва плеча підсилювача працюють у лінійному режимі класу А. Збільшення струмів плечей по абсолютній величині дорівнює половині струму навантаження:

 |Δi₁| + lΔi₂| = 0,5i_н = 0,5l_msinα,

і вирази для струмів плечей будуть мати вигляд

при 0 ≤ α ≤ α₀.

Тут і далі через α₀ позначений фазовий кут, при перевищенні якого підсилювач переходить з режиму класу А режим з відсіканням струму в плечі.

Якщо всі струми нормувати по відношенню до максимального струму навантаження (нормовані струми позначені жирним шрифтом)

I_{благати}/I_m = I_{благати}  и   I_m/I_m = 1 то

при 0 ≤ α ≤ α₀.

При α = α₀ Струм другого плеча зменшується до нуля, тобто.

i_{благати} - 0,5sinα₀ = 0.

Із цього визначаємо α₀ = arcsin2I_НАЧ.

У режимі відсічення струму в одному плечі струм навантаження визначається приростами струму іншого плеча:

при α₀ ≤ α ≤ π/2.

При α ≥ π/2 характер зміни струмів повторюється у зворотному порядку, а при α >π змінюється знак струму навантаження та його формування здійснюється іншим плечем (див. рис. 1).

Сума струмів плечей 

має постійне мінімальне значення, яке визначається тільки початковим струмом підсилювача

(i₁ + i₂)_хв = 2I_{благати}.

Це дає можливість сформулювати спосіб стабілізації: для стабілізації режиму підсилювача класу АВ за будь-якого бажаного початкового струму необхідно і достатньо стабілізувати мінімальне значення суми струмів плечей, що дорівнює дворазовому значенню початкового струму одного плеча.

Узагальнена структурна схема

На рис. 2 наведена найпростіша схема підсилювача зі стабілізацією початкового струму за пропонованим способом. Вона отримана доопрацюванням схеми [4] шляхом включення в неї резистора R13 і пікового детектора на транзисторі VT8. Імпульси напруги на резистори R13 максимальні при мінімальному сумарному напрузі на резисторах R10 і R11, тобто в режимі спокою підсилювача і при проходженні сигналу через нуль. Емітерним струмом транзистора VT8 заряджається конденсатор C3 до напруги, трохи нижче за максимальну напругу на резисторі R13. При цьому напруга на вході регулятора напруги усунення VT3 тим більше, чим менше сумарна напруга на резисторах R10 і R11. При зменшенні початкового струму транзисторів VT6 і VT7 напруга зміщення зростає, а при їх зростанні зменшується. У результаті початковий струм транзисторів кінцевого каскаду стабілізується лише на рівні струму спокою.

Рис. 2.

Незалежно від конкретного виконання, чи то трансформаторний чи безтрансформаторний підсилювач з паралельним чи послідовним включенням плечей, можна назвати обов'язкові для стабілізації його режиму елементи. Ці елементи зображені на рис. 3 частина яких застосовується, зокрема, в підсилювачі, схема якого зображена на рис. 2. В узагальнену схему входять сам підсилювач та регулятор напруги зміщення, за винятком навантаження R„. Регулятором напруги усунення служить транзистор VT3 з резистором R6.

Рис. 3.

Датчиками 1 та 2 струмів у двох плечах підсилювача на рис. 2 є резистори R10 та R11; підсумовуючий пристрій реалізовано послідовним включенням цих резисторів: з них знімається напруга, пропорційна сумі струмів. За допомогою транзистора VT3 мінімальна сумарна напруга інвертується у максимальну напругу на резисторі R13. Детектування цієї напруги здійснюється транзистором VT8 з RC-ланцюгом R12С3.

Всі ці елементи доцільно об'єднати у спеціальний модуль стабілізації, оскільки саме ними в комплексі стабілізується будь-який заданий початковий струм підсилювача та забезпечується рівність цього струму спокою. У посиленні сигналу ці елементи не беруть участь. Нижче наведено опис складнішого модуля стабілізації, призначеного для симетричної схеми підсилювача з датчиками струму, винесеними до ланцюгів живлення.

Вибір початкового струму

Забезпечуючи можливість стабілізації початкового струму, необхідно довести вибір його оптимального значення та допустимого інтервалу зміни. Для вибору оптимального струму I_{благати} розглянемо залежності основних параметрів підсилювача класу АВ від початкового струму, що змінюється у максимальних межах, тобто від нуля (клас В) до 0,5I_m (клас А) та від амплітуди струму сигналу.

Розрахункові графіки залежності цих параметрів від початкового струму підсилювача зображені на рис. 4, а.

Рис. 4.

Крива ККД характеризує залежність максимального коефіцієнта корисної дії підсилювача від обраного значення початкового струму. При його збільшенні максимальний ККД знижується від значення 0,785, властивого підсилювачам класу, до 0,5, властивого підсилювачам класу А.

Крива P_тепл/P_{вих макс}   рахакторизує максимальну теплову потужність, що виділяється на вихідних транзисторах, від обраного початкового струму підсилювача. При початковому струмі I_{благати} ≥ 0,13I_m, максимальна теплова потужність визначається саме цим струмом у стані спокою підсилювача (висхідна прямолінійна ділянка кривої). При меншому початковому струмі максимальна теплова потужність визначається переважно потужністю від змінного струму сигналу, що виділяється на підсилювальних транзисторах. Для підсилювачів класу В (при I_{благати} = 0) максимум теплової потужності досягає 0,405Р_{вих макс}.

Крива t_хв/T характеризує відносну тривалість (у частках періоду) мінімуму суми струмів плечей залежно від початкового струму:

 t_хв/T = α₀/(π/2) = 2α₀/С = (2arcsin (2I_{благати}))/π.

Ця залежність характеризує необхідну швидкодію (час зчитування) детектора мінімальних значень. Тривалість мінімуму суми струмів тим більша, а вимоги до пікового детектора відповідно тим нижчі, чим більший початковий струм. У класі А піковий детектор взагалі не потрібний. Зі зменшенням початкового струму вимоги до пікового детектора, звісно, ​​зростають.

На рис. 4,б зображена залежність теплової потужності, що виділяється на підсилювальних транзисторах, від струму сигналу при різних початкових струмах підсилювача. На цих кривих наочно видно зону оптимальних значень початкового струму. Нею вважатимуться струм від 0 до 0,1I_m. При максимальному струмі цього діапазону гарантовано відсутні спотворення типу "сходинка", а теплова потужність, що виділяється на транзисторах в режимі спокою, не перевищує потужності, що виділяється на них як сильного сигналу. У всьому можливому інтервалі значень струмів сигналу вона коливається навколо значення 0,4Р_{вих макс} і максимально перевищує максимальну теплову потужність підсилювачів класу лише на 10%, залишаючись менше максимальної теплової потужності підсилювачів класу А в 4,5 рази.

Максимальний ККД підсилювача з таким початковим струмом дорівнює 77%, що тільки на 2% нижче, ніж у підсилювачах класу В. Подальше збільшення початкового струму, хоч і допустимо, не дає жодного енергетичного виграшу і майже не знижує спотворень. Зменшення початкового струму бажано з точки зору зниження теплових втрат потужності в режимі спокою. Доцільність цього вирішує розробник. Безпосередня стабілізація початкового струму усуває небезпеку роботи з напругою зміщення, що повністю закриває підсилювач, і тим самим небезпека розриву ланцюга загального негативного зворотного зв'язку (ООС). Нелінійні спотворення зменшуються за допомогою ООС і можуть бути проконтрольовані під час налагодження підсилювача. Початковий струм підсилювача при цьому може бути встановлений значно меншим, ніж 0,1I_m.

Верхня частина динамічного діапазону сигналів, що підсилюють вихідний каскад з режиму класу А в режим класу АВ, пов'язана співвідношенням I_m/(2I_{благати}) При початковому струмі 0,1I_m вона становить 14 дБ, а при початковому струмі 0,05I_m - 20 дБ. Якщо ми подивимося осцилографом сигнал, що посилюється, то побачимо пікові значення, що на 14...20 дБ перевищують середньоквадратичний рівень звукових сигналів. Це означає, що якщо максимальна вихідна потужність підсилювачів використовується для неспотворення відтворення саме цих піків, то більшу частину часу підсилювач працює при відносно малих рівнях сигналу, тобто в режимі класу А. Цим виправдовується зниження струму спокою і, відповідно, споживаної потужності в режимі. Максимальне значення початкового струму інтервалу, що рекомендується, виділено на рис. 4, а штрихуванням.

Експериментальний підсилювач

На рис. 5 представлена ​​схема високоякісного підсилювача середньої потужності, навантаженням якого може бути акустична система S-30.

Рис. 5.

При розгляді схеми можна вважати попарно замкнутими висновки 1 і 3, а також 4 і 6 модуля стабілізації. Висновки 2 та 5 є протифазними виходами для управління регуляторами напруги зміщення.

Особливостями самого підсилювача є використання потужних польових транзисторів у вихідному каскаді та симетричність структури для обох полярностей сигналу, що посилюється. Напруга зміщення для польових транзисторів утворюється на резисторах R17 і R18 струмами транзисторів VT1 і VT2, які автоматичне регулювання - синхронною регулюванням струмів попередніх каскадів підсилювача транзисторами VT3 і VT4. Резистори Rl9 і R20 служать підвищення динамічної стабільності транзисторів, елементи С10, R21, R22 і L1 - для корекції частотної характеристики системи з комплексним характером навантаження.

Модуль стабілізації

Модуль стабілізації для симетричної схеми підсилювача має ізольовані від навантаження вимірювачі струму плечей, а як джерело зразкової напруги використовується загальне джерело живлення; крім того, модуль має два протифазні виходи. Його схема зображено на рис. 6.

Рис. 6.

Вимірювальними датчиками мінімального струму в плечах вихідного каскаду є резистори R1 і R3, шунтовані, як і в схемі на рис. 2, кремнієвими діодами VD1 та VD2 для обходу великим струмом навантаження. Для підсумовування використовуються зменшені копії цих струмів, сформовані транзисторами VT3 і VT4 з резисторами токозадаючих R4 і R5. Транзистори VT1 ​​і VT2 служать компенсації напруги база-эмиттер транзисторів VT3 і VT4. Завдяки цьому напруга на резисторах R4 і R5 можна вважати рівною напрузі на резисторах R1 і R3, а коефіцієнт передачі струму від вимірювачів до копіювальних каскадів рівним відношенню опорів резисторів R1 R4 і R3 R5.

Підсумовуючий пристрій реалізовано на резисторі R7. Копія струму нижнього плеча вихідного каскаду, що масштабується, подається на нього безпосередньо через колектор VT4, а відповідна тому ж масштабу копія струму верхнього плеча - транзистором VT3 через струмове дзеркало на транзисторах VT5, VT6 з резисторами R6 і R8. Струми транзисторів VT4 і VT6 сумуються зі струмом транзистора VT8 на резисторі R7. Мінімум суми струмів VT4 і VT6 при цьому перетворюється на максимум струму VT8, тобто в максимум напруги на резисторі R12 при проходженні сигналу, що посилюється через нуль і в режимі спокою підсилювача.

У стані спокою ця напруга постійно і максимально. У міру зростання амплітуди сигналу воно отримує спочатку невеликі та рідкісні, потім глибокі та тривалі провали, набуваючи вигляду хаотичної кривої, вершинами прив'язаної до максимальних значень напруги. Найбільш глибокі провали відповідають найбільшій амплітуді сигналу, найбільша тривалість провалів - найнижчим частотам, що посилюються; плоскі вершини відповідають роботі підсилювача в режимі класу А, центри вершин - моментам переходу сигналу, що посилюється через нуль.

Піковий детектор на транзисторі VT7 швидко заряджає конденсатор С1 до напруги трохи меншої (на ΔU_бе ≈ 0,6 В) максимальної напруги на резисторі R12. Постійна часу τ_зар ≈ C1·R12/h_21Е7де h_21Е7 - Коефіцієнт передачі струму бази транзистора VT7. Розрядка відбувається повільніше. Її постійна часу τ_раз ≈ C1·R11.

Відношення τ_зар/τ_раз = R12/(R11·h_21Е7) має бути не більше відносної тривалості мінімуму суми струмів плечей, оскільки зарядка (зчитування інформації про мінімум суми струмів) повинна проводитися можливо швидко, а розрядка (зберігання цієї інформації до наступного зчитування) має бути можливо тривалою: τ_зар/τ_раз ≤ t_хв/Т.

Найбільш важкий режим роботи пікового детектора - режим максимального сигналу на нижній частоті F_н коли провали напруги на резистори R12 максимальні і по глибині, і за тривалістю. По допустимій амплітуді пульсацій на конденсаторі С1 у цьому режимі δ_п, Вираженої у відсотках, при відомому опорі розрядки (R11 у схемі рис. 6) можна розрахувати і мінімальну ємність цього конденсатора 

Напруга на цьому конденсаторі в режимі спокою підсилювача постійно. У режимі посилення ця напруга набуває на місці провалів вхідної напруги неглибокі (вимірювані одиницями або частками відсотків) пилкоподібні імпульси при виході підсилювача з режиму класу А, з повільним спадом і швидким поверненням до максимального значення в режимі класу А. Ця напруга в середньому залишається пропорційною струму підсилювача і служить напругою, що управляє регуляторів зміщення.

Пульсації напруги, що управляє, неминуче вносять на нижчих частотах сигналу невеликі спотворення. Але це спотворення тим менше, що більше ємність накопичувального конденсатора детектора; вони вносяться лише у сильний сигнал, що виводить підсилювач із класу А, а в симетричній схемі, як наша, взаємно компенсуються плечима підсилювача. У експериментальному підсилювачі ці спотворення не відчуваються.

У колекторний ланцюг транзистора VT7 включений ланцюг C2R9, такий самий, як і в емітерний - C1R11. Це дозволяє отримати другий протифазний вихід модуля стабілізації. Резистор R10 служить обмеження кидків струму транзистора VT7 при перехідних процесах. Установка початкового струму підсилювача можлива вибором рівних резисторів R1 та R3, а також підбором резистора R7 або R12. Режим стабілізації цього струму не вимагає після будь-якої підстроювання.

Приклад розрахунку елементів стабілізації

Обрана акустична система розрахована на вихідну потужність до 30 Вт. При номінальному електричному опорі 4 Ом і вихідної потужності підсилювача 15 Вт амплітуда струму складе 2,74 А. Максимальне рекомендоване значення початкового струму, що дорівнює струму спокою вихідних транзисторів, становить I_{поч макс} = 0,1I_m = 0,274А. Вибираємо I_{благати} = 0,1 А.

Нормоване значення I_{благати} = I_{благати}/I_m = 0,1/2,74 ​​= 0,0365

Оскільки розрахунку підлягає замкнута система із зворотним зв'язком, всі елементи якої залежать один від одного, подумки розірвемо її в точці з'єднання власне підсилювача та модуля стабілізації. Задамося зручною для роботи номінальною напругою керування регуляторами зміщення, яка повинна встановлюватися в цій точці в лінійному режимі при вибраному початковому струмі (току спокою) U_упр = 10 У. Це дозволяє розраховувати елементи двох схем незалежно друг від друга.

У самому підсилювачі (див. рис. 5) для обраних польових транзисторів виміряна гранична напруга становить 3,5...3,8 В. При зазначених на схемі опорах резисторів R17 і R18 така напруга досягається при струмі транзисторів VT1 і VT2 в інтервалі 7,45 ,8,01 ... 5 мА. Приблизно такі струми повинні мати транзистори VT6 і VT3. Струми транзисторів VT4 і VT1 дорівнюють сумі струмів VT3 і VT2 або VT4 і VT15; приймемо їх рівними 5 мА. При цьому опір резисторів R6 = RXNUMX = (U_упр - ΔU_бе)/І_VT3 = (10 - 0,6) / 15 · 10^-3 ≈ 620 Ом.

Нерівність порогової напруги транзисторів VT7 і VT8 та відповідних струмів транзисторів VT1 і VT2 досягається автоматично дією ООС через резистор R13, що забезпечує рівність струмів стоку транзисторів VT7 та VT8.

Переходимо до розрахунку елементів модуля стабілізації (див. рис. 6). Опір резисторів R1 і R3 вибираємо таким, щоб робоча напруга на них, обумовлена ​​подвоєним початковим струмом, була свідомо менше напруги відкривання (0,6) потужних кремнієвих діодів VD1 іVD2: R1 = R3 < U_відк/(2I_{благати}) = 0,6 / (2 · 0,1) = 3 Ом.

Вибираємо R1 = R3 = 2 Ом.

Робоча напруга на цих резисторах у стані спокою підсилювача, контрольована при його налаштуванні (правильніше сказати - під час перевірки налаштовувати нічого), складе

U_R1 = У_R3 = I_{благати}· R1 = 0,2 В.

При вибраних значеннях R4 = R5 = 100 Ом струми транзисторів VT3 та VT4 будуть зменшеними в 50 разів копіями струмів плечей підсилювача. У режимі мовчання і переході сигналу через нуль вони дорівнюють 2 мА. Максимальне значення цих струмів, що дорівнює 7 мА, визначається максимальною напругою (0,7) на діодах VD1 і VD2. Опір резистора R7 вибираємо з умови, що максимальним струмом одного з

транзисторів VT3 або VT4 під час проходження досить сильного сигналу каскад

на транзисторі VT8 може закриватися: R7 = E_піт/(2·I_макс) = 60 / (2 · 7) = 4,3 кОм. Не небезпечно, якщо максимальні струми, якщо максимальні струми транзисторів VT3 і VT4 будуть дещо більшими або меншими за 7 мА. Вони не несуть інформації про початковий струм підсилювача, а транзистор VT8 або закритий, або його струм мінімальний. У режимі мовчання або при проходженні напруги сигналу через нуль транзистор VT8 відкритий і його колектор-

ний струм максимальний: 

I_{VT8 макс} = (0,5 Е_піт - ΔU_бе)/R7 - 2I_{благати}/ 50 = (0,5 · 60 - 0,6) / 4,3 - (2 · 100) / 50 = 3 мА.

При цьому струмі формується номінальна напруга управління регуляторами зміщення напруги. Опір резистора R12 визначаємо з умови, що постійна напруга на ньому в режимі мовчання або пульсуюча в момент переходу сигналу, що посилюється, через нуль буде на ΔU_бе більше, ніж керуюча напруга:

R12 = (U_упр + ΔU_бе)/І_{VT8 макс} = (10 + 0,6) / 3 = 3,6 кОм

Чисельний розрахунок мінімальної ємності конденсатора С1 за формулою, наведеною в попередньому розділі, F_н = 20 Гц та δ_п = 3% дає 82 мкф. Застосовані конденсатори С1 та С2 мають меншу ємність, але вона збільшена вдвічі конденсаторами С4 та С5 самого підсилювача (рис. 5).

Перевіряємо швидкодію пікового детектора:

τ_зар/τ_раз = R12/(R11·h_21Е7) = 3600 / (10000 · 100) = 0,0036;

 t_хв/ T = (2 · arcsin (2 · 0,0365)) / π = 0,0465.

Співвідношення τ_зар/τ_раз ≤ t_хв/T виконується із запасом.

Виведемо формулу для перевірочного розрахунку початкового струму за вибраними та заданими параметрами елементів схеми. Струм спокою (він же початковий) потужних транзисторів визначається їх напругою зсуву, яке при високій або дуже високій крутизні висхідних ділянок характеристик польових транзисторів не сильно відрізняється від порогової напруги цих транзисторів, тому вважатимемо, що при будь-якому початковому струмі напруга зміщення приблизно дорівнює пороговому.

Враховуючи, що струми транзисторів VT3 та VT4 (на рис. 5) діляться транзисторами диференціальних каскадів навпіл.

Друга рівність дорівнює першому, оскільки R5 = R6 і R17 = R18.

За схемою на рис. 6 можемо записати 

Вирішуючи ці висловлювання спільно, отримаємо для підсилювача в цілому

Тут введені додаткові індекси для позначення вузла, до якого належить той чи інший резистор: мс – модуль стабілізації, ус – власне підсилювач.

Чисельний розрахунок із підстановкою у формулу даних підсилювача при U_пір = 3,5 дає значення I_{благати} = 102,5 мА за допустимої похибки. Але особливо цінна можливість за допомогою цієї формули оцінити вплив на початковий струм підсилювача дрейфу тих чи інших параметрів підсилювача елементів і, в першу чергу, порогової напруги польових транзисторів. Цілком неприпустима для багатьох підсилювачів зміна U_пір транзисторів на ±20 % призвело до виходу їх із ладу чи сильним спотворень сигналу. У нашому випадку воно тільки змінює початковий струм підсилювача на ±12,5 %, що цілком припустимо і, швидше за все, навіть не буде помічено слухачами.

Конструкція і деталі

Підсилювач виконаний на базі конструкції "Радіотехніка У-101-стерео". Дві друковані плати підсилювача, що відповідають кресленню на рис. 7, встановлюють замість друкованих плат модулів УНЧ-50-8 тепловідведення базового підсилювача. Кінцеві транзистори VT7 та VT8 закріплюють на ізольованих тепловідведеннях без додаткової ізоляції. Оксидні конденсатори підсилювача – К50-35, С7 – неполярний Jamicon NK, інші – К10-17. Резистори R19 і R20 - С5-16МВ, решта - С2-33Н. Безкаркасний дросель L1 від модуля УНЧ-50-8 містить 16 витків дроту ПЕВ-11,3, намотаних у два шари з внутрішнім діаметром 5 мм.

Рис. 7.

Плати модулів стабілізації, креслення яких зображено на рис. 8, встановлюють перпендикулярно плати підсилювача; вони кріпляться своїми висновками 1-6. Конденсатори – К50-35, резистори – С2-33Н.

Рис. 8.

Висновок

Складність модуля стабілізації, що здається спочатку, виправдовується дієвістю пропонованого способу стабілізації, легкістю розрахунку і малою споживаною потужністю цього модуля, а також практично відсутністю необхідності налагодження підсилювача. Це підтверджується і бездоганною роботою експериментального підсилювача протягом кількох років. Така стабілізація режиму потужних каскадів може бути застосована як підсилювачах високого класу і підвищеної надійності, так і в більшості транзисторних підсилювачів, в пристроях контролю, вимірювання та автоматики.

література

1. Грошев В. Я. Методи забезпечення визначеності та стабільності початкового режиму двотактних підсилювачів на біполярних транзисторах. - Радіотехніка, 1989 № 2.
2. Сухов Н. Кращі конструкції УНЧ та сабвуферів своїми руками. – С.-Пб.: Наука та техніка, 2012.
3. Моїсеєв В. К., Єгоров Н.М. Безтрансформаторний двотактний підсилювач. Авт. свід. № 307487. БІ № 20, 1971.
4. Єфремов В. С. Безтрансформаторний транзисторний двотактний підсилювач класу АВ. Авт. свід. № 663073. БІ № 18, 1979.
5. Компаненко Л. Підсилювач потужності із "нульовим" струмом спокою вихідного каскаду. – Радіо, 2004, № 1,с. 18, 19.
6. Єфремов В. С. Двотактні підсилювачі зі стабілізацією мінімальних струмів плечей. У сб. Напівпровідникова електроніка у техніці зв'язку, вип. 23. - М: Радіо і зв'язок, 1983.
7. Терешин В. Стабілізація струму спокою у підсилювачах потужності ЗЧ. – Радіо, 1987, № 3, с. 33-35.
8. Мулиндін А. Стабілізація струму спокою УМЗЧ із польовими транзисторами. – Радіо, 2008, № 10, с. 9.

Автор: В. Єфремов

Дивіться інші статті розділу Підсилювачі потужності транзисторні.

Читайте та пишіть корисні коментарі до цієї статті.

<< Назад

Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:

Застигання сипких речовин 30.04.2024

У світі науки існує досить загадок, і однією з них є дивна поведінка сипких матеріалів. Вони можуть поводитися як тверде тіло, але раптово перетворюватися на текучу рідину. Цей феномен став об'єктом уваги багатьох дослідників, і, можливо, нарешті ми наближаємося до розгадки цієї загадки. Уявіть собі пісок у пісочному годиннику. Зазвичай він тече вільно, але в деяких випадках його частинки починають застрягати, перетворюючись з рідкого стану на тверде. Цей перехід має важливе значення для багатьох областей, починаючи від виробництва ліків та закінчуючи будівництвом. Дослідники зі США спробували описати цей феномен і наблизитися до його розуміння. У ході дослідження вчені провели моделювання в лабораторії, використовуючи дані про пакети полістиролових кульок. Вони виявили, що вібрації усередині цих комплектів мають певні частоти, що означає, що через матеріал можуть поширюватись лише певні типи вібрацій. Отримані ...>>

Імплантований стимулятор мозку 30.04.2024

В останні роки наукові дослідження в галузі нейротехнологій зробили величезний прогрес, відкриваючи нові обрії для лікування різних психіатричних та неврологічних розладів. Одним із значних досягнень стало створення найменшого імплантованого стимулятора мозку, представленого лабораторією Університету Райса. Цей новаторський пристрій, який отримав назву Digitally Programmable Over-brain Therapeutic (DOT), обіцяє революціонізувати методи лікування, забезпечуючи більше автономії та доступності для пацієнтів. Імплантат, розроблений у співпраці з Motif Neurotech та клініцистами, запроваджує інноваційний підхід до стимуляції мозку. Він живиться через зовнішній передавач, використовуючи магнітоелектричну передачу енергії, що виключає необхідність дротів та великих батарей, типових для існуючих технологій. Це робить процедуру менш інвазивною та надає більше можливостей для покращення якості життя пацієнтів. Крім застосування у лікуванні резист ...>>

Сприйняття часу залежить від того, на що людина дивиться 29.04.2024

Дослідження у галузі психології часу продовжують дивувати нас своїми результатами. Нещодавні відкриття вчених з Університету Джорджа Мейсона (США) виявилися дуже примітними: вони виявили, що те, на що ми дивимося, може сильно впливати на наше відчуття часу. У ході експерименту 52 учасники проходили серію тестів, оцінюючи тривалість перегляду різних зображень. Результати були дивовижні: розмір і деталізація зображень значно впливали на сприйняття часу. Більші і менш захаращені сцени створювали ілюзію уповільнення часу, тоді як дрібні та більш завантажені зображення викликали відчуття його прискорення. Дослідники припускають, що візуальний безлад чи перевантаження деталями можуть утруднити наше сприйняття навколишнього світу, що у свою чергу може призвести до прискорення сприйняття часу. Таким чином було доведено, що наше сприйняття часу тісно пов'язане з тим, що ми дивимося. Більші і менш ...>>

Випадкова новина з Архіву Паспорт на iPad дозволив перейти американський кордон 07.01.2012 Громадянин Канади Мартін Райш (Martin Reisch) перетнув кордон США, пред'явивши на КПП не паспорт, як вимагає закон, а його відскановану версію, збережену на планшетному комп'ютері Apple iPad. З якоїсь причини, вирушаючи у подорож, він залишив документ удома і поїхав до Америки, щоб доставити різдвяні подарунки дітям своїх друзів. Зупинившись на кордоні для перевірки документів, Мартін продемонстрував прикордонникам своє посвідчення водія, а замість справжнього паспорта спробував удачі з його сканом, тому що шлях додому зайняв би довгі дві години. Успіх виявився на стороні мандрівника. Обміркувавши ситуацію, прикордонник дав-таки добро на перехід кордону. До речі, до Канади Райш повернувся того ж дня і знову показав скан паспорта на iPad. І знову безперешкодно пройшов кордон. Не виключено, що прикордонники згодом дістали дисциплінарні стягнення, але головне – діти отримали свої законні подарунки. А інше вже деталі.

Інші цікаві новини:

▪ 5G-роутер Oppo

▪ Електронний підпис ДНК

▪ Веломонорельс

▪ TWS-навушники Huawei FreeBuds Pro 3

▪ Будується найбільший у світі магніт

Стрічка новин науки та техніки, новинок електроніки

Цікаві матеріали Безкоштовної технічної бібліотеки:

▪ розділ сайту Інструменти та механізми для сільського господарства. Добірка статей

▪ стаття Не старіють душею ветерани. Крилатий вислів

▪ стаття Який фізик не зміг здобути Нобелівську премію, хоча номінувався 84 рази? Детальна відповідь

▪ стаття Ложечниця лікарська. Легенди, вирощування, способи застосування

▪ стаття Годинник для автоматичного керування пристроями. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

▪ стаття Переливається монета. Секрет фокусу

Залишіть свій коментар до цієї статті:

All languages ​​of this page

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт

www.diagram.com.ua
2000-2024