|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Питання проектування підсилювачів із загальною ООС
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Радіоаматор-конструктор Останнім часом спостерігається черговий сплеск дискусій на тему, яку можна умовно назвати - за або проти негативного зворотного зв'язку в підсилювачах. На жаль, ці обговорення рідко містять скільки-небудь раціональну аргументацію, одночасно демонструючи явний недолік знань про "дрібниці" роботи та проектування систем з ООС. Положення ускладнюється тим, що в більшості випадків як виправдання заперечень проти застосування зворотного зв'язку наводяться пристрої, на перевірку, що надаються прикладом неписьменного або невдалого її використання. А потім у найгірших традиціях шкільної логіки робиться висновок: "зворотний зв'язок – це погано!". У той же час приклади правильного використання ООС, схоже, стають дедалі більшою рідкістю, і, швидше за все, через фактичну відсутність сучасної літератури, присвяченої даному питанню. Саме тому нам видається особливо доцільною публікація кількох матеріалів, присвячених маловідомим особливостям проектування високолінійних підсилювачів із зворотним зв'язком. Нагадаємо, що основною причиною винаходу підсилювачів з ООС Харольдом Блеком в 1927 була саме необхідність підвищення лінійності підсилювачів, що використовуються в системах багатоканального телефонного зв'язку по одній парі проводів. Проблема була в тому, що вимоги до лінійності цих підсилювачів зі збільшенням числа каналів дуже різко зростають. Причин тому дві. Перша – кількість можливих продуктів інтермодуляції, що створюють перешкоди. Друга причина полягає в тому, що при зростанні смуги сигналу ростуть і втрати в кабелях, через що підсилювачі доводиться розміщувати на меншій відстані (і сильніше коригувати їх АЧХ), а на трасі 2500 км їх кількість збільшується до трьох тисяч. Так як продукти спотворень у лінії зв'язку підсумовуються, відповідно жорсткіші вимоги до кожного окремого підсилювача. Щоб було зрозуміло, наскільки високий клас цієї апаратури, відзначимо, що підсилювачі для систем на 10800 каналів мають рівень інтермодуляційних спотворень третього порядку на кінці смуги пропускання (60 МГц) не більше -120...-126 дБ та величину різницевого тону не більше. 130...-135 дБ. Інтермодуляційні спотворення вищих порядків ще нижчі. АЧХ тракту, що містить дві-три тисячі (!) підсилювачів, протягом терміну служби (приблизно 30 років цілодобової роботи) змінюється лише на одиниці децибел, переважно через старіння кабелю. За мірками звичайної апаратури - це фантастика, а насправді лише результат грамотного застосування ООС. Проблемою підвищення лінійності підсилювачів X. Блек займався в Bell Labs ще з 1921 р. Саме він розробив практично всі відомі способи компенсації спотворень, зокрема, корекцію спотворень так званим прямим зв'язком, а також компенсацію спотворень шляхом підсумовування спотвореного вихідного сигналу з виділеним протифазним сигналом . Ці заходи, звісно, давали ефект, але було недостатньо. Кардинальним рішенням проблеми лінійності став саме винахід підсилювачів з ООС і, головне, їх коректна практична реалізація, що було неможливо без створення відповідної теорії ("немає нічого практичнішого за хорошу теорію!"). Перший крок у побудові теорії був зроблений Гаррі Найквістом, який знайшов застосовуваний і донині метод визначення стійкості ще до замикання петлі ООС виходячи з виду АЧХ і ФЧХ розімкнутої системи (годограф Найквіста). Однак не все так просто. Незважаючи на простоту і очевидність принципу роботи ООС, для реального отримання тих переваг, які можна досягти з її використанням, довелося створити досить велику теорію зворотного зв'язку, аж ніяк не зводиться до забезпечення стійкості (відсутності генерації). Її побудова була практично завершена видатним американським математиком голландського походження Хендріком Ваде Боде лише до 1945 [1]. Щоб була зрозуміла реальна складність завдань, зазначимо, що навіть перший патент Блека на підсилювач з ООС, в якому описані далеко не всі проблеми, має невелику книгу - в ній 87 сторінок. До речі, лише X. Блек отримав 347 патентів, значна частина яких пов'язана саме з реалізацією підсилювачів з ООС. Порівняно з таким обсягом робіт усі претензії сучасних "повалювачів основ", які не створили нічого і близького за рівнем, і часто навіть робили Блека, Найквіста і Боде, які жодного разу не читали (або не зрозуміли), виглядають щонайменше надмірно самовпевненими. Тому питання не у використанні ООС (реально вона є завжди, просто не завжди у явному вигляді), а в тому, щоб це використання було грамотним та приносило бажаний результат. Отже, на що з "не описаного в підручниках" слід звертати увагу при проектуванні та оцінці схемотехніки підсилювачів з ООС? Спочатку нагадаємо, що у формулі коефіцієнта передачі (передавальної функції) системи зі зворотним зв'язком H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] фігурують комплексні числа та функції, а саме:
Для отримання коректних результатів обчислення необхідно вести за правилами арифметики комплексних чисел [2], що нерідко забувають навіть автори підручників. Наприклад, при фазовому куті петльового посилення, близькому до ±90°, ±270°, амплітудні нелінійності вихідного підсилювача практично повністю конвертуються у фазові (тобто паразитну фазову модуляцію, нехай і ослаблену в | bК | раз). При цьому паразитна модуляція амплітуди практично зникає, і результати вимірювань інтермодуляційних спотворень, що отримуються, можуть бути на 20...30 дБ оптимістичнішими, ніж насправді покаже аналізатор спектру (і слух у разі УМЗЧ). На жаль, саме так і справи з більшістю ОУ та багатьма УМЗЧ. Хорошим прикладом може бути підсилювач з струмовим зворотним зв'язком, описаний Марком Александером [3]. Реальний рівень інтермодуляційних спотворень (в англомовній абревіатурі - IMD) цього підсилювача на двотоновому сигналі з частотами 14 і 15 кГц за аналізатором спектру становить приблизно 0,01%, що добре узгоджується з графіком залежності коефіцієнта гармонік від частоти (приблизно 0,007% ). Якщо інтермодуляційні спотворення цього підсилювача виміряти за стандартною (що враховує лише модуляцію амплітуди) методикою, то значення IMD, що одержуються, виявляться набагато меншими. На частоті 15 кГц ми матимемо лише нікчемні 7 %, але в 0,0002 кГц - близько 15 %, що значно нижче реальних значень (близько 0,0015 і 0,005 % відповідно). Цей ефект побіжно відзначений і в роботі Матті Оталі [0,01]. Наступний момент. Важливо розуміти, що ООС не може знизити абсолютну величину наведених до входу продуктів спотворень і шумів у порівнянні з ситуацією, коли петля ООС розімкнена, а рівні сигналу на виході в обох випадках однакові. На досить високих частотах посилення будь-якого підсилювача падає; як наслідок, збільшується і різницевий сигнал підсилювача з ООС. Тому в області більш високих частот вхідний і наступний каскади неминуче почнуть проявляти свою нелінійність, оскільки зростання різницевого сигналу в підсилювачі з ООС можливе майже до подвоєної вхідної величини [5] через зсув фаз. Зазначимо також, що при замкнутій петлі ООС продукти спотворень, особливо високого порядку, типу "зубців" перемикання плечей вихідного каскаду, аналогічні вхідним сигналам високочастотним і вхідний ФНЧ тут допомогти не може. Саме тому для запобігання катастрофічному розширенню спектру інтермодуляційних спотворень при введенні ООС вкрай бажано забезпечити швидший спад огинаючої спектра продуктів спотворень без ООС, ніж швидкість спаду петльового посилення. Умова ця, на жаль, як маловідомо (Боде нею лише натякає, вважаючи очевидним), а й дуже рідко виконується. З тієї ж причини частотна корекція, що вводиться для стійкості, не повинна призводити до погіршення лінійності підсилювача у всьому діапазоні частот, аж до частоти одиничного посилення і навіть трохи вище. Найбільш очевидний спосіб досягти цього - виконати корекцію так, щоб зменшувати безпосередньо величину вхідного сигналу, як це було зроблено у відомому підсилювачі М. Отали (рис. 1). Зазначимо, що використовуване тут "гасіння" різницевого сигналу на вході ланцюжком R6C1 дає в результаті набагато кращий результат, ніж шаблонна схема частотної корекції за типом ОУ, незважаючи на наявність в емітерних ланцюгах диференціальних каскадів форсуючих конденсаторів С2, С4, С6, які сильно збільшують динаміку нелінійність.
Сказане пояснює бажаність великого запасу лінійності в каскадах, що передують тим, де формується основний спад АЧХ - в підсилювачах з ООС це потрібно насамперед для того, щоб запобігти суттєвому розширенню спектра продуктів спотворень. З метою підвищення лінійності вхідних каскадів часто рекомендують застосування в них польових транзисторів, проте ця рекомендація має певний сенс тільки при використанні дискретних польових транзисторів з великою напругою відсікання (більше 5 В) та завданні відповідного режиму (близько половини початкового струму, щоправда, посилення такого невелико). Підсилювальні каскади на біполярних транзисторах при введенні місцевої ООС, що забезпечує ту ж ефективну крутість і працюють при тому ж струмі, що і каскади на польових транзисторах, завжди забезпечують значно кращу лінійність, особливо на високих частотах, за рахунок кращого відношення прохідної ємності до крутиз ]. Використання стандартних ОУ з "польовим" входом, у яких вхідні транзистори для досягнення термостабільності працюють у режимі, що віддаляється від відсічки приблизно на 6...0,6 В, дає виграш за лінійністю тільки при порівнянні з диференціальним каскадом на біполярних транзисторах, в якому на емітерних резисторах падає не більше 0,7...0,1 В. У швидкодіючих ОУ з "біполярним" входом падіння напруги на емітерних резисторах зазвичай не нижче 0,2...300 мВ, так що лінійність їх вхідних каскадів вище а вхідна ємність у них менша. Саме з цих причин високолінійні та швидкодіючі ОУ з "польовим" входом (наприклад, ОРА500 і AD655) зазвичай будуються як комбінація каскадів на біполярних транзисторах з вхідними повторювачами. Для підвищення лінійності вхідних каскадів найбільше ефективно використання місцевих частотно-залежних ООС, що забезпечують одночасно необхідний спад АЧХ та зростання лінійності (наприклад, з котушками індуктивності в емітерних ланцюгах вхідних каскадів [7]). Частотно-залежна місцева ООС дозволяє зменшити втрати глибини загальної ООС у робочій смузі частот; вона застосовна як у каскадах посилення напруги (наприклад, в ОУ LM101, LM318, NE5534 [8]), так і у вихідних каскадах (наприклад, в ОУ ОР275, LM12 та мікросхемах УМЗЧ TDA729x і LM3876/3886). Таким чином, при розробці підсилювача з ООС необхідно забезпечити прийнятну (принаймні не гірше кількох відсотків) лінійність і кращу стабільність характеристик без ООС саме в області частот, де петльове посилення мало, а не на низьких частотах, де петльове посилення велике. Ряд заходів щодо поліпшення лінійності на низьких і середніх частотах (наприклад, введення так званого стежить зв'язку в каскодний підсилювач) одночасно призводить до погіршення стабільності характеристик і зниження лінійності на ВЧ. Тому їхнє введення в підсилювачі з ООС недоцільне. У разі використання місцевих ООС для отримання хороших результатів треба оптимізувати їх частотні характеристики, так як кожна з них не тільки підвищує лінійність даного каскаду, але і знижує петльове посилення в ланцюзі загальної ООС. Завдання це нетривіальне, без дуже акуратного комп'ютерного моделювання та оптимізації тут не обійтися. Як правило першого наближення можна вважати, що близьким до оптимального варіантом є той, при якому внесок усіх каскадів у результуючі спотворення підсилювача з ООС (при замкнутій петлі ООС!) приблизно однаковий. Далі, для підсилювачів із загальним зворотним зв'язком критично важлива відсутність динамічних зривів стеження в ланцюзі ООС. Це означає, що неприпустимі динамічні нелінійності, що призводять до стрибкоподібних змін характеристик, наприклад, через замикання або насичення (квазінасичення) транзисторів або через появу сіткових струмів у ламп при подачі сигналу через розділовий конденсатор. Якщо ж подібні явища з якихось причин не можна виключити, необхідно вжити заходів щодо нівелювання їхнього впливу в областях частот, де петльове посилення невелике (особливо в області частоти одиничного посилення), використовуючи, наприклад, місцеві ООС. Відмінний приклад – двотактний вихідний каскад NE5534 [8] на транзисторах однакової структури провідності. Здавалося б, каскад дуже нелінійний: верхнє плече – емітерний повторювач, нижнє – транзистор із загальним емітером. Проте в ОУ за рахунок зростання глибини місцевої ООС із частотою відсутні навіть сліди "сходинок" (звісно, за умови правильного розведення плати). Тому основним джерелом спотворень у цьому підсилювачі найчастіше виявляється саме навантаження вхідного каскаду, що не містить (з метою мінімізації шуму) емітерних резисторів! Як би там не було, зростання спотворень у смузі звукових частот цього ОУ відсутня навіть при посиленні з ООС 40 дБ (Р = 0,01), коли глибина загальної ООС на 20 кГц не перевищує 30 дБ. Спотворення при цьому не перевищують 0,005% (і це при розмаху вихідного сигналу 20 від піка до піку), а спектр їх практично обмежений третьою гармонікою. При цьому підключення навантаження до 500 Ом на спотворення майже не впливає. З інших схемотехнічних дефектів особливо небезпечні динамічний гістерезис (створюваний більшістю схем, призначених для "плавного" перемикання плечей двотактних вихідних каскадів), а також "центральна відсічка", що виникає на високих частотах - сходинка (стандартна хвороба вихідних каскадів на складових транзисторах за схемою основі "паралельного" підсилювача). З погляду стійкості ці дефекти еквівалентні появі додаткового фазового зсуву, що сягає 80°... 100°. У ряді ОУ та деяких моделях потужних підсилювачів для подолання цих недоліків використовуються ланцюги обходу нелінійних елементів ВЧ (багатоканальна ОС). Питання вибору виду АЧХ петльового посилення досить добре висвітлено у класичній літературі, наприклад, у [1]. Вибір оптимального числа каскадів посилення з урахуванням їх відносної швидкодії та проектування систем з багатоканальною ООС докладно розглянуто в [9], тому нижче наведемо лише короткі відомості. Оскільки "повільним" вузлом УМЗЧ найчастіше є потужний вихідний каскад, то оптимальне з погляду лінійності і глибини ООС кількість каскадів в УМЗЧ явно не нижче трьох (як встановив ще Боде, при приблизно рівному швидкодії каскадів оптимальний трикаскадний підсилювач). У разі корекції з ланцюгами обходу каскадів по ВЧ кількість каскадів обмежена лише ускладненням пристрою. Розбіювання загальної петлі ООС, що пропагується рядом авторів, на кілька місцевих петель, незважаючи на спрощення проектування, недоцільно. Охоплення "місцевим" зворотним зв'язком більш ніж одного каскаду у складі підсилювача, як показано ще Боде, призводить до втрати потенційно досяжної лінійності. Наприклад, послідовно включені два каскади з місцевої ООС по 30 дБ матимуть явно гіршу лінійність, ніж ці два каскаду, охоплені загальної ООС глибиною 60 дБ у тій же смузі частот. Звісно, із цього правила є деякі винятки. Так, для формування АЧХ петльового посилення корисне застосування частотно-залежних місцевих ООС, коли в області робочих частот підсилювача вони практично вимкнені і не зменшують глибину загальної ООС, що досягається. Інший приклад - в підсилювачах діапазону НВЧ, виконаних на дискретних компонентах, надлишковий зсув фази, що вноситься активними елементами і пасивними ланцюгами, починає перевершувати природний, що визначається спадом АЧХ, і глибина, що досяжна загальної ООС невелика. І тут замість загальної ООС виявляється практичніше використовувати ланцюжки переплетених місцевих ООС. Запас стійкості по фазі на високих частотах для УМЗЧ не слід вибирати менше 20 ° ... 25 ° (нижче - ненадійно) і невигідно підвищувати більше 50 ° ... 70 ° (помітні втрати у площі посилення, тобто в швидкодії та глибині ООС). Для збільшення глибини ООС в робочій смузі частот доцільно введення в АЧХ посилення петльового ділянки з крутістю близько 12 дБ на октаву. Ще краще сформувати АЧХ петльового посилення типу зрізу Боде або стійку за Найквістом (із заходом фази за 180°), проте їхня коректна реалізація досить складна і тому далеко не завжди виправдана. Саме тому УМЗЧ із АЧХ петльового посилення "по Найквісту", наскільки відомо, серійно не виробляються. Описані ж у літературі конструкції мають суттєві експлуатаційні обмеження (зокрема, неприпустимість попадання на вхід високочастотних сигналів, поганий вихід із "кліпування" за вихідною напругою). Усунення зазначених обмежень можливе, але громіздко. Ще один дуже важливий фактор реалізація - конструктивне виконання каскадів, охоплених зворотним зв'язком. Воно має забезпечувати відсутність паразитних резонансних піків на спаді АЧХ і за смугою пропускання, що змушують для забезпечення стійкості штучно занижувати швидкодію підсилювача в цілому (див. наведені на рис. 2 приклади АЧХ підсилювачів з розімкнутою ООС). Наявність паразитних піків на АЧХ різко знижує і досяжну без самозбудження глибину ООС. Крива 1 демонструє можливість забезпечення великого (10 дБ) запасу стійкості за частоти одиничного посилення близько 2 МГц. Глибина ООС на 20 кГц у своїй щонайменше 40 дБ. Крива має паразитний пік, добротність якого становить близько 2 (реально буває і більше). Щоб підсилювач з такою АЧХ не збуджувався (при запасі стійкості всього 20...2 дБ), петльове посилення та смугу дії ООС у такого підсилювача доведеться знизити в 3 разів у порівнянні з кривою 20, причому частота ймовірного самозбудження виявиться разів у сто вище від номінальної частоти одиничного посилення!
Підсумовуючи короткого огляду, зауважимо, що будь-яке проектування - це набір компромісів, тому дуже важливо, щоб рішення були взаємно пов'язані між собою, а конструкція являла собою єдине ціле. Стосовно УМЗЧ, наприклад, немає особливого резону спеціально добиватися глибини ООС вище 80 ... 90 дБ в звуковій смузі частот, так як основним джерелом продуктів спотворень при цьому будуть вже не активні елементи, а конструктивні, наприклад, наведення від вихідних двотактних каскадів. Зрозуміло, що в такому випадку важливіше ретельне відпрацювання конструктивного виконання, як це зроблено в одній із конструкцій автора [10] або у закордонних підсилювачах марок Halcro та Dynamic Precision. література
Автор: С.Агєєв, м. Москва; Публікація: radioradar.net
Машина для проріджування квітів у садах
02.05.2024 Удосконалений мікроскоп інфрачервоного діапазону
02.05.2024 Пастка для комах
01.05.2024
▪ Встановлено рекорд розгону електромобіля ▪ NASA заплатить 18000 євро за два місяці у ліжку ▪ 3D-окуляри для телевізора без пульта ▪ Зображення проектуються на чисте повітря ▪ Жуки-кіборги замість безпілотників
▪ розділ сайту Мікрофони, радіомікрофони. Добірка статей ▪ стаття Охорона праці. Закони, нормативи, інструкції ▪ стаття Що є найбільшою штучною монолітною структурою Землі? Детальна відповідь ▪ стаття Робота в запаленій акваторії. Типова інструкція з охорони праці ▪ стаття Інфрачервоний порт для комп'ютера Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Капелюх-циліндр Аллаказаму. Секрет фокусу
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page