1. Особливості ІС

Ланцюги ІОНу та захисту від недонапруги живлення. Схема включається при досягненні живленням порога 5.5..7.0 (типове значення 6.4В). До цього моменту внутрішні шини контролю забороняють роботу генератора та логічної частини схеми. Струм холостого ходу при напрузі живлення +15В (вихідні транзистори відключені) не більше 10 мА. ІОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабілізація по виходу не гірше +/- 25мВ) забезпечує струм до 10 мА. Уміщувати ІОН можна тільки використовуючи npn-емітерний повторювач (див. TI стор. 19-20), але на виході такого "стабілізатора" напруга сильно залежатиме від струму навантаження.

Генератор виробляє на конденсаторі Сt (висновок 5) пилкоподібну напругу 0..+3.0В (амплітуда задана ІОНом) для TL494 Texas Instruments і 0...+2.8В для TL494 Motorola (чого ж чекати від інших?), відповідно для TI F =1.0/(RtCt), для Мотороли F=1.1/(RtCt).

Допустимі робочі частоти від 1 до 300 кГц, при цьому рекомендований діапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При цьому типовий температурний дрейф частоти становить (природно без урахування дрейфу навісних компонентів) +/-3%, а догляд частоти в залежності від напруги живлення - в межах 0.1% у всьому допустимому діапазоні.

Для дистанційного вимкнення генератора можна зовнішнім ключем замкнути вхід Rt (6) на вихід ІОНа, або замкнути Ct на землю. Вочевидь, опір витоку розімкнутого ключа має враховуватися під час виборів Rt, Ct.

Вхід контролю фази спокою (шпаруватості) через компаратор фази спокою задає необхідну мінімальну паузу між імпульсами у плечах схеми. Це необхідно як недопущення наскрізного струму в силових каскадах поза ІВ, так стабільної роботи тригера - час перемикання цифрової частини TL494 становить 200 нс. Вихідний сигнал дозволений тоді, коли пила на Cт перевищує напругу на вході керуючого 4 (DT). На тактових частотах до 150 кГц при нульовому керуючому напрузі фаза спокою = 3% періоду (еквівалентне зміщення керуючого сигналу 100..120 мВ), на високих частотах вбудована корекція розширює фазу спокою до 200..300 нс.

Використовуючи ланцюг входу DT, можна задавати фіксовану фазу спокою (ділитель RR), режим м'якого старту (RC), дистанційне вимкнення (ключ), а також використовувати DT як лінійний керуючий вхід. Вхідний ланцюг зібраний на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) витікає з ІС, а не втікає в неї. Струм досить великий, тому слід уникати високоомних резисторів (не більше 100 кОм). На TI, стор. 23 наведено приклад захисту від перенапруги з використанням 3-вивідного стабілітрона TL430 (431).

Підсилювачі помилки - Власне, операційні підсилювачі з Ку = 70 ... 95дБ по постійному напрузі (60 дБ для ранніх серій), Ку = 1 на 350 кГц. Вхідні ланцюги зібрані на pnp-транзисторах, тому вхідний струм (до 1.0 мкА) витікає з ІС, а не втікає в неї. Струм досить великий для ОУ, напруга зміщення теж (до 10мВ) тому слід уникати високоомних резисторів у ланцюгах керуючих (не більше 100 кОм). Зате завдяки використанню pnp-входів діапазон вхідної напруги - від -0.3В до Vживлення-2В.

Виходи двох підсилювачів поєднані діодним АБО. Той підсилювач, на виході якого більша напруга, перехоплює керування логікою. При цьому вихідний сигнал доступний не окремо, а тільки з виходу діодного АБО (він же вхід компаратора помилки). Таким чином, лише один підсилювач може бути замкнутий петлею ОС у лінійному режимі. Цей підсилювач і замикає головну, лінійну ОС вихідної напруги. Другий підсилювач при цьому може використовуватися як компаратор - наприклад, перевищення вихідного струму, або як ключ на логічний сигнал аварії (перегрів, КЗ тощо), дистанційного вимкнення та ін. Один із входів компаратора прив'язується до ІОН, на другому організується логічне АБО аварійних сигналів (ще краще - логічне і сигналів нормальних станів).

При використанні RC частотнозависимой ОС слід пам'ятати, що вихід підсилювачів - фактично однотактний (послідовний діод!), отже заряджати ємність (вгору) він зарядить, а вниз - розряджати буде довго. Напруга цьому виході перебуває у межах 0..+3.5В (трохи більше розмаху генератора), далі коефіцієнт напруги різко падає і приблизно за 4.5В під час виходу підсилювачі насичуються. Аналогічно, слід уникати низькоомних резисторів у ланцюзі виходу підсилювачів (петлі ОС).

Підсилювачі не призначені для роботи в межах одного такту робочої частоти. При затримці поширення сигналу всередині підсилювача в 400 нс вони для цього занадто повільні, та й логіка управління тригером не дозволяє (виникали б побічні імпульси на виході). У реальних схемах ПН частота зрізу ланцюга ОС вибирається близько 200-10000 Гц.

Тригер та логіка управління виходами - При напрузі живлення не менше 7В, якщо напруга пили на генераторі більша ніж на вході DT, що управляє, и якщо напруга пилки більша ніж на будь-якому з підсилювачів помилки (з урахуванням вбудованих порогів та зсувів) - дозволяється вихід схеми. При скиданні генератора з максимуму в нуль виходи відключаються. Тригер з парафазним виходом поділяє частоту надвоє. При логічному 0 на вході 13 (режим виходу) фази тригера об'єднуються АБО і подаються одночасно на обидва виходи, при логічній 1 - подаються парафазно на кожен вихід нарізно.

Вихідні транзистори - npn Дарлінгтони з вбудованим тепловим захистом (але без захисту струму). Таким чином, мінімальне падіння напруга між колектором (як правило замкнутим на плюсову шину) і еміттером (на навантаженні) - 1.5В (типове при 200 мА), а в схемі із загальним емітером - трохи краще, 1.1 типове. Граничний вихідний струм (при одному відкритому транзисторі) обмежений 500 мА, гранична потужність весь кристал - 1Вт.

2. Особливості застосування

Робота на затворі МДП транзистора. Вихідні повторювачі

При роботі на ємнісне навантаження, яким умовно є затвор МДП транзистора, вихідні транзистори TL494 включаються емітерним повторювачем. При обмеженні середнього струму 200 мА схема здатна досить швидко зарядити затвор, але розрядити його вимкненим транзистором неможливо. Розряджати затвор за допомогою заземленого резистора - також незадовільно повільно. Адже напруга на умовній ємності затвора спадає по експоненті, а закриття транзистора затвор треба розрядити від 10 до трохи більше 3В. Струм розряду через резистор завжди буде менше струму заряду через транзистор (та й грітися резистор буде неслабко, і красти струм ключа при ході вгору).

Варіант А. Ланцюг розряду через зовнішній pnp транзистор (запозичено на сайті Шихмана - див. "Блок живлення підсилювача Jensen"). При зарядці затвора струм, що протікає через діод, замикає зовнішній pnp-транзистор, при виключенні виходу ІВ - замкнений діод, транзистор відкривається і заряд розряджає на землю. Мінус – працює тільки на невеликі ємності навантаження (обмежені струмовим запасом вихідного транзистора ІВ).

При використанні TL598 (з двотактним виходом) функція нижнього, розрядного плеча вже зашита на кристалі. Варіант А в цьому випадку недоцільний.

Варіант Б. Незалежний комплементарний повторювач. Так як основне струмове навантаження відпрацьовується зовнішнім транзистором, ємність (струм заряду) навантаження практично не обмежена. Транзистори та діоди - будь-які ВЧ з невеликою напругою насичення і Cк, і достатнім запасом струму (1А в імпульсі і більше). Наприклад, КТ644+646, КТ972+973. "Земля" повторювача повинна розпаюватися безпосередньо поруч із витоком силового ключа. Колектори транзисторів повторювача обов'язково зашунтувати керамічною ємністю (на схемі не показано).

Яку схему вибрати - залежить насамперед від характеру навантаження (ємність затвора або заряд перемикання), робочої частоти, тимчасових вимог до фронтів імпульсу. А вони (фронти) повинні бути якнайшвидше, адже саме на перехідних процесах на МДП ключі розсіюється більша частина теплових втрат. Рекомендую звернутися до публікацій у збірнику International Rectifier для повного аналізу завдання, а сам обмежусь прикладом.

Потужний транзистор - IRFI1010N - має повний довідковий заряд на затворі Qg=130нКл. Це багато, адже транзистор має тільки велику площу каналу, щоб забезпечити гранично низький опір каналу (12 мОм). Саме такі ключі і потрібні в 12В перетворювачах, де кожен мільйон на рахунку. Щоб гарантовано відкрити канал, на затворі треба забезпечити Vg=+6В щодо землі, причому повний заряд затвора Qg(Vg)=60нКл. Щоб гарантовано розрядити затвор, заряджений до 10В, треба розсмоктати Qg (Vg) = 90нКл.

При тактовій частоті 100 кГц та сумарній шпаруватості 80% кожне плече працює в режимі 4 мкс відкрито – 6 мкс закрито. Припустимо, що тривалість кожного фронту імпульсу має бути трохи більше 3% відкритого стану, тобто. tф = 120 нс. Інакше різко зростають теплові втрати на ключі. Таким чином, мінімально прийнятний середній струм заряду Ig+=60 нКл/120 нс = 0.5А, струм розряду Ig-=90нКл/120нс=0.75А. І це без урахування нелінійної поведінки ємностей затвора!

Зіставляючи необхідні струми з граничними для TL494, видно, що її вбудований транзистор буде працювати на граничному струмі, і швидше за все не впорається зі своєчасним зарядом затвора, так що вибір робиться на користь комплементарного повторювача. При меншій робочій частоті або меншій ємності затвора ключа можливий і варіант з розрядником.

2. Реалізація захисту струму, м'якого старту, обмеження шпаруватості

Як правило, у ролі датчика струму так і проситься послідовний резистор у ланцюзі навантаження. Але він крастиме дорогоцінні вольти та вати на виході перетворювача, та й контролюватиме лише ланцюги навантаження, а КЗ у первинних ланцюгах виявити не зможе. Рішення - індуктивний датчик струму первинного ланцюга.

Власне датчик (трансформатор струму) - мініатюрна тороїдальна котушка (внутрішній її діаметр повинен, крім обмотки датчика, вільно пропустити провід первинної обмотки головного силового трансформатора). Крізь тор пропускаємо провід первинної обмотки трансформатора (але не "земляний" провід витоку!). Постійну час наростання детектора задаємо близько 3-10 періодів тактової частоти, спаду - в 10 разів більше, виходячи зі струму спрацьовування оптрона (порядку 2-10 мА при падінні напруги 1.2-1.6В).

У правій частині схеми - два типові рішення для TL494. Дільник Rdt1-Rdt2 задає максимальну шпаруватість (мінімальну фазу спокою). Наприклад, при Rdt1=4.7кОм, Rdt2=47 кОм на виході 4 постійна напруга Udt=450мВ, що відповідає фазі спокою 18..22% (залежно від серії ІВ та робочої частоти).

При включенні живлення Css розряджено і потенціал на вході DT дорівнює Vref (+5В). Сss заряджається через Rss (вона Rdt2), плавно опускаючи потенціал DT до нижньої межі, обмеженого дільником. Це "м'який старт". При Css=47мкФ і зазначених резисторах виходи схеми відкриваються через 0.1 після включення, і виходять на робочу шпару ще протягом 0.3-0.5 с.

У схемі, крім Rdt1, Rdt2, Css присутні два витоку - струм витоку оптрона (не вище 10 мкА при високих температурах, порядку 0.1-1 мкА при кімнатній температурі) і струм входу DT бази вхідного транзистора ІС. Щоб ці струми істотно не впливали на точність дільника, Rdt2=Rss вибираємо не вище 5 кОм, Rdt1 - не вище 100 кОм.

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт