Транзисторні стабілізатори напруги із захистом від навантаження

Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Стабілізатори напруги

 Коментарі до статті

Про стабілізаторів напруги безперервної дії написано, здається, все. Проте розробка надійного та не надто складного (не більше трьох-чотирьох транзисторів) стабілізатора, особливо з підвищеним струмом навантаження, - досить серйозне завдання, тому що на одне з перших місць висувається вимога надійного захисту регулюючих транзисторів від навантаження. При цьому бажано, щоб після усунення причин перевантаження нормальна робота стабілізатора відновилася автоматично. Прагнення виконати ці вимоги найчастіше призводить до значного ускладнення схеми стабілізатора та помітного зменшення його ККД. Автор статті намагається знайти оптимальне, на його думку, рішення.

Перш ніж шукати оптимальне рішення, проаналізуємо навантажувальні характеристики Uвих = f(Iвих) стабілізаторів напруги, виконаних за найпоширенішими схемами. У стабілізатора, описаного в [1], при перевантаженні вихідна напруга Uвих швидко знижується до нуля. Однак струм при цьому не зменшується і може бути достатнім, щоб пошкодити навантаження, та й потужність, що розсіюється регулюючим транзистором, іноді перевищує допустиму. У [2] такий стабілізатор доповнений тригерним захистом. При перевантаженні зменшується не лише вихідна напруга, а й струм. Однак захист недостатньо ефективний, оскільки спрацьовує лише після падіння вихідної напрузі нижче 1 В і за деяких умов не усуває теплового навантаження регулюючого транзистора. Щоб повернути подібний стабілізатор у робочий режим, необхідно практично повністю відключити навантаження, а це не завжди прийнятно, особливо для стабілізатора, що є складовою більш складного пристрою.

Захист стабілізатора, схема якого зображена на рис. 1 спрацьовує вже при невеликому зменшенні вихідної напруги, викликаному перевантаженням. Номінали елементів схеми дані для вихідної напруги 12 У двох варіантах: без дужок, якщо VD1 - Д814Б, і в дужках, якщо він - КС139Е. Короткий опис роботи такого стабілізатора є в [3].

Його хороші параметри пояснюються тим, що всі необхідні сигнали сформовані зі стабілізованої вихідної напруги, а обидва транзистори (регулюючий VT1 і VT2, що управляє) працюють в режимі посилення напруги. Експериментально зняті характеристики навантаження цього стабілізатора наведені на рис. 2 (криві 3 та 4).

При відхиленні вихідної напруги від номіналу його збільшення через стабілітрон VD1 передається на емітер транзистора VT2 майже повністю. Якщо не враховувати диференціальний опір стабілітрону, ΔUе - ΔUвых. Це сигнал негативної ОС. Але в пристрої є позитивна. Її створює частину збільшення вихідної напруги, що надходить на базу транзистора через дільник напруги R2R3:

Сумарний зворотний зв'язок у режимі стабілізації - негативний, сигналом помилки служить величина

яка за абсолютною величиною тим більша, чим менше R3 порівняно з R2. Зменшення цього відношення сприятливо позначається на коефіцієнті стабілізації та вихідному опорі стабілізатора. Враховуючи що

стабілітрон VD1 слід вибирати на максимально можливу, але меншу вихідну напругу стабілізації.

Якщо замінити резистор R3 двома включеними у прямому напрямку і з'єднаними послідовно діодами (як запропоновано, наприклад, [4]), параметри стабілізатора поліпшаться, так як місце R3 у виразах для ΔUб і ΔUбе займе малий диференціальний опір відкритих діодів. Однак, подібна заміна призводить до деяких проблем при переході стабілізатора в захисний режим. На них зупинимося нижче, а поки що резистор R3 залишимо на колишньому місці.

У режимі стабілізації падіння напруги на резисторі R1 залишається практично незмінним. Струм, що протікає через цей резистор - сума струму стабілітрона VD1 і струму емітера транзистора VT2, практично рівного струму бази транзистора VT1. Зі зменшенням опору навантаження остання складова струму, поточного через R1, зростає, а перша (струм стабілітрону) - зменшується аж до нульового значення, після чого збільшення вихідної напруги більше не передається на емітер транзистора VT2 через стабілітрон. В результаті ланцюг негативної ОС виявляється розірваним, а позитивна ОС, що продовжує діяти, призводить до лавиноподібного закривання обох транзисторів і відсіканню струму навантаження. Струм навантаження, при перевищенні якого спрацьовує захист, можна оцінити за формулою

де h21е – коефіцієнт передачі струму транзистором VT1. На жаль, h21е має великий розкид від екземпляра до екземпляра транзистора, залежить від струму та температури. Тому резистор R1 найчастіше доводиться підбирати при налагодженні. У стабілізаторі, розрахованому на великий струм навантаження, опір резистора R1 невеликий. В результаті струм через стабілітрон VD1 при зниженні струму навантаження зростає настільки, що доводиться застосовувати стабілітрон підвищеної потужності.

Наявність у навантажувальних характеристиках (див. криві 3 і 4 на рис. 2) порівняно протяжних перехідних ділянок між робочим і захисним режимами (зауважимо, ці ділянки - найважчі з погляду теплового режиму транзистора VT1) пояснюється переважно тим, що розвитку процесу перемикання запобігає місцева негативна ОС через резистор R1. Чим менша напруга

стабілізації стабілітрона VD1, тим більше за інших рівних умов номінал резистора R1 і тим більше "затягнутий" перехід з робітника в захисний режим стабілізатора.

Цей, як і раніше зроблений, висновок про доцільність застосування стабілітрона VD1 з можливою великою напругою стабілізації підтверджується експериментально. Вихідна напруга стабілізатора за схемою, показаною на рис. 1, зі стабілітроном Д814Б (Uст = 9 В), порівняно з аналогічним стабілітроном КС139Е (UCT = 3,9 В), значно менше залежить від навантаження і він більш "круто" переходить у захисний режим при перевантаженні.

Зменшити і навіть повністю усунути перехідну ділянку навантажувальної характеристики стабілізатора вдається, додавши додатковий транзистор VT3, як показано на рис. 3.

У робочому режимі цей транзистор знаходиться в насиченні і практично не впливає на роботу стабілізатора, лише трохи погіршуючи температурну стабільність вихідної напруги. Коли в результаті перевантаження струм стабілітрона VD1 прагне нуля, транзистор VT3 переходить в активний стан, а потім закривається, створюючи умови для швидкого включення захисту. Плавна перехідна ділянка навантажувальної характеристики в цьому випадку відсутня (див. криву 1 на рис. 2).

Діоди VD2 та VD3 у робочому режимі стабілізують напругу на базі транзистора VT2, що сприяє поліпшенню основних параметрів стабілізатора. Однак без додаткового транзистора VT3 це негативно впливає на захист, оскільки послаблює позитивну складову ОС. Перемикання в захисний режим у цьому випадку дуже затягнуте і відбувається тільки після зниження напруги на навантаженні до величини, близької до діодів VD2 і VD3, що підтримується, на базі транзистора VT2 (див. криву 2 на рис. 2).

Розглянуті стабілізатори мають істотний для багатьох застосувань недолік: залишаються в захисному стані після усунення причини перевантаження, а нерідко і при подачі напруги живлення з підключеним навантаженням не переходять в робочий режим. Відомі різні способи їх запуску, наприклад, за допомогою додаткового резистора, встановленого паралельно ділянці колектор-емітер транзистора VT1, або (як запропоновано [4]) "підживленням" бази транзистора VT2. Проблема вирішується з допомогою компромісу між надійністю запуску під навантаженням і величиною струму короткого замикання, що завжди прийнятно. Варіанти вузлів запуску, розглянуті в [5] та [6], більш ефективні, проте ускладнюють стабілізатор загалом.

Малопоширений, але цікавий спосіб виведення стабілізатора із захисного режиму запропонований у [7]. Він полягає в тому, що спеціально передбачений генератор імпульсів періодично примусово відкриває транзистор, що регулює, переводячи стабілізатор на деякий час в робочий режим. Якщо причину навантаження усунуто, після закінчення чергового імпульсу захист не спрацює знову і стабілізатор продовжить нормальну роботу. Середня потужність, що розсіюється на регулювальному транзисторі під час навантаження, зростає незначно.

На рис. 4 наведено схему одного з можливих варіантів стабілізатора, що працює за таким принципом. Він відрізняється від описаного в [7] відсутністю окремого вузла – генератора імпульсів. При перевантаженні стабілізатор перетворюється на коливальний режим з допомогою позитивної ОС, що замикається через конденсатор С1. Резистор R3 обмежує струм зарядки конденсатора, a R4 служить навантаженням генератора при замиканні зовнішнього навантаження.

Без перевантаження після подачі напруги живлення стабілізатор запускається завдяки резистору R2. Так як конденсатор С1 зашунтований з'єднаними послідовно відкритим діодом VD2 і резисторами R3-R5 умови самозбудження не виконуються і пристрій працює аналогічно розглянутому раніше (див. рис. 1). Під час переходу стабілізатора у захисний режим конденсатор С1 діє як форсуючий, прискорюючи розвиток процесу.

Еквівалентна схема стабілізатора у захисному режимі показана на рис. 5.

При опорі навантаження Rн, що дорівнює нулю, плюсовий виведення конденсатора С1 з'єднаний через резистор R4 із загальним дротом (мінусом джерела вхідної напруги). Напруга, до якої конденсатор зарядився ще в режимі стабілізації, прикладено до бази транзистора VT2 в негативній полярності і транзистор підтримує закритим. Конденсатор розряджається струмом i1. поточним через резистори R3-R5 та відкритий діод VD2. Коли напруга на базі VT1 перевищить -0,7, діод VD2 закриється, але перезарядка конденсатора продовжиться струмом i2, що протікає через резистор R2. Після досягнення невеликої позитивної напруги на базі транзистора VT2 останній, а разом з ним і VT1 почнуть відкриватися. За рахунок позитивної ОС через конденсатор С1 обидва транзистори відкриються повністю і деякий час залишаться в такому стані, поки конденсатор не зарядиться струмом i3 майже до напруги Uвх, після чого транзистори закриються і цикл повториться. При вказаних на схемі рис. 5 номіналах елементів тривалість генерованих імпульсів - одиниці мілісекунд, період повторення - 100...200 мс. Амплітуда імпульсів вихідного струму в захисному режимі приблизно дорівнює струму спрацьовування захисту. Середнє значення струму короткого замикання, виміряне стрілочним міліамперметром - приблизно 30 мА.

Зі збільшенням опору навантаження RH настає момент, коли при відкритих транзисторах VT1 і VT2 негативна ОС "переважує" позитивну і генератор знову перетворюється на стабілізатор напруги. Величина RH, коли відбувається зміна режимів, залежить переважно від опору резистора R3. При дуже малих його значеннях (менше 5 Ом) у навантажувальній характеристиці з'являється гістерезис, причому при нульовому опорі R3 стабілізація напруги відновлюється лише при опорі навантаження понад 200 Ом. Надмірне збільшення опору резистора R3 призводить до того, що в навантажувальній характеристиці проявляється перехідна ділянка.

Амплітуда імпульсів негативної полярності на базі транзистора VT2 досягає 10 В, що може призвести до електричного пробою ділянки база-емітер цього транзистора. Однак пробій звернемо, а струм його обмежений резисторами R1 та R3. Роботи генератора не порушує. При виборі транзистора VT2 необхідно також враховувати, що напруга, прикладена до його ділянки колектор-база, досягає суми вхідної та вихідної напруги стабілізатора.

У діючій апаратурі вихід стабілізатора напруги зазвичай зашунтований конденсатором (С2 показаний на рис. 4 штриховою лінією). Його ємність має перевищувати 200 мкФ. Обмеження пов'язане з тим, що при перевантаженні, що не супроводжується повним замиканням виходу, цей конденсатор входить до ланцюга позитивної ОС генератора. Практично це виявляється у тому, що генератор "заводиться" тільки при значному навантаженні, а в навантажувальній характеристиці з'являється гістерезис.

Опір резистора R4 повинен бути таким, щоб падіння напруги на ньому під час імпульсу було достатнім для відкривання транзистора VT2 (-1) і забезпечувало виконання умов автогенерації при нульовому опорі навантаження. На жаль, у режимі стабілізації цей резистор лише зменшує ККД пристрою.

Для чіткої роботи захисту необхідно, щоб при будь-якому допустимому струмі навантаження мінімальна (з урахуванням пульсацій) вхідна напруга стабілізатора залишалася достатньою для її нормального функціонування. При перевірці всіх розглянутих вище стабілізаторів з номінальною вихідною напругою 12 джерелом живлення служив мостовий діодний випрямляч на 14 В з конденсатором ємністю 10000 мкФ на виході. Напруга пульсацій на виході випрямляча, виміряна мілівольтметр ВЗ 38. не перевищувала 0,6 В.

При необхідності імпульсний характер захисту можна використовувати для індикації стану стабілізатора, зокрема звуковий. В останньому випадку при навантаженні будуть чути клацання з частотою повторення імпульсів.

На рис. 6 показана схема складнішого стабілізатора з імпульсним захистом, значною мірою позбавленого недоліків розглянутого в першій частині статті (див. рис. 4). Його вихідна напруга – 12 В, вихідний опір – 0,08 Ом, коефіцієнт стабілізації – 250, максимальний робочий струм – 3 А, поріг спрацьовування захисту – 3,2 А, середній струм навантаження у захисному режимі – 60 мА. Наявність підсилювача на транзисторі VT2 дозволяє за потреби значно збільшити робочий струм, замінивши транзистор VT1 більш потужним складовим.

Алгоритм роботи захисту цього стабілізатора мало відрізняється від описаного раніше. У захисному режимі транзистори VT2 і VT3 утворюють генератор імпульсів з частотоздатним конденсатором С1. Конденсатор С2 пригнічує паразитну високочастотну генерацію. Погіршуючий ККД послідовний резистор у вихідному ланцюзі стабілізатора (аналогічний R4, див. рис. 4) відсутній, навантаженням генератора служить резистор R1. Призначення діодів VD1, VD2 та транзистора VT4 аналогічно елементам VD2, VD3 та VT3 у стабілізаторі за схемою, зображеною на рис. 3.

Номінал обмежувального резистора R4 може перебувати в межах від десятків до 51 ком. Вихід стабілізатора допускається зашунтувати конденсатором ємністю до 1000 мкФ, що призводить, однак, до виникнення гістерези в навантажувальній характеристиці: при порозі спрацьовування захисту 3,2 А вимірюване значення струму повернення в режим стабілізації - 1,9 А.

Для чіткого перемикання режимів необхідно, щоб зі зменшенням опору навантаження струм через стабілітрон VD3 припинився раніше, ніж увійде в насичення транзистор VT2. 1 В. У захисному режимі транзистор VT2 входить у насичення, в результаті амплітуда імпульсів струму навантаження може в 3...2 рази перевищувати струм спрацьовування захисту. Слід враховувати, що при значному зменшенні опору R1.2 відчутно зростає потужність, що розсіюється на транзисторі VT1,5.

Наявність конденсатора С1 теоретично здатне призвести до зростання пульсації вихідної напруги стабілізатора. Проте практично цього спостерігати не доводилося.

Вихідна стабілізована напруга дорівнює сумі падінь напруги на діодах VD1 і VD2, ділянці база-емітер транзистора VT4 і напруги стабілізації стабілітрона VD3 за вирахуванням падіння напруги на ділянці база-емітер транзистора VT3 - приблизно на 1,4 більше напруги стабил. Струм спрацьовування захисту обчислюють за формулою

Завдяки додатковому підсилювачу на транзисторі VT2 струм, що протікає через резистор R3, порівняно невеликий, навіть за значних розрахункових струмів навантаження. Це, з одного боку, покращує ККД стабілізатора, але з іншого - змушує застосовувати як VD3 стабілітрон, здатний працювати при малих струмах. Мінімальний струм стабілізації показаного на схемі (див. рис. 6) стабілітрону КС211Ж - 0,5 мА.

Подібний стабілізатор, крім свого прямого призначення, може бути обмежувачем розрядки акумуляторної батареї. Для цього вихідну напругу встановлюють таким, щоб при напрузі батареї менше допустимого спрацював захист, запобігаючи подальшій розрядці. Номінал резистора R6 у цьому випадку доцільно збільшити до 10 ком. В результаті струм, споживаний пристроєм у робочому режимі, зменшиться з 12 до 2,5 мА. Слід пам'ятати, що у межі спрацьовування захисту цей струм зростає приблизно 60 мА, але із запуском генератора імпульсів середнє значення струму розрядки батареї падає до 4...6 мА.

За розглянутим принципом імпульсного захисту можна будувати не тільки стабілізатори напруги, а й самовідновлювальні електронні "запобіжники", що встановлюються між джерелом живлення та навантаженням. На відміну від плавких вставок, такі запобіжники можна використовувати багаторазово, не переймаючись відновленням після усунення причин спрацьовування.

Електронний запобіжник повинен витримувати як короткочасне, так і тривале повне або часткове замикання навантаження. Останнє нерідко виникає при довгих з'єднувальних дротах, опір яких - помітна частина корисного навантаження. Цей випадок найважчий для комутаційного елемента запобіжника.

На рис. 7 наведена схема простого електронного запобіжника, що самовідновлюється, з імпульсним захистом. Принцип його роботи близький до описаного вище стабілізатору напруги (див. рис. 4), але до спрацьовування захисту транзистори VT1 ​​і VT2 знаходяться в стані насичення і вихідна напруга практично дорівнює вхідному.

Якщо струм навантаження перевищив допустиме значення, транзистор VT1 виходить із насичення та вихідна напруга починає зменшуватися. Його збільшення через конденсатор С1 надходить на базу транзистора VT2, закриваючи останній, а разом з ним і VT1. Вихідна напруга зменшується ще більше, і в результаті лавиноподібного процесу транзистори VT1 ​​і VT2 виявляються повністю закритими. Через деякий час, що залежить від постійного часу ланцюга R1C1, вони відкриються знову, проте, якщо перевантаження збереглося, знову закриються. Цей цикл повторюється до усунення навантаження.

Частота генерованих імпульсів - приблизно 20 Гц при навантаженні, що трохи перевищує допустиму, і 200 Гц при її повному замиканні. Скважність імпульсів в останньому випадку - більше 100. При збільшенні опору навантаження до допустимого значення транзистор VT1 увійде до насичення і генерація імпульсів припиниться.

Струм спрацьовування "запобіжника" можна орієнтовно визначити за формулою

Коефіцієнт 0,25, підібраний експериментально, враховує, що в момент переходу транзистора VT1 з насичення активний режим його коефіцієнт передачі струму значно менше номінального. Виміряний струм спрацьовування захисту при вхідній напрузі 12 В - 0,35 А, амплітуда імпульсів струму навантаження при її замиканні - 1,3 А. Гістерезис (різниця струмів спрацьовування захисту та відновлення робочого режиму) не виявлено. До виходу запобіжника при необхідності можна підключити блокувальні конденсатори сумарною ємністю не більше 200 мкФ, що збільшить струм спрацьовування приблизно до 0,5 А.

За необхідності обмежити амплітуду імпульсів струму навантаження в емітерний ланцюг транзистора VT2 слід включити резистор у кілька десятків ом і трохи збільшити номінал резистора R3.

При неповному замиканні навантаження можливий електричний пробій ділянки база-емітер транзистора VT2. На роботу генератора це незначно впливає, та й для транзистора небезпеки не представляє, так як заряд, накопичений в конденсаторі С1 перед пробоєм, порівняно невеликий.

Недоліки "запобіжника", зібраного за розглянутою схемою (рис. 7), - низький ККД через послідовно включений в ланцюг навантаження резистора R3 і не залежить від навантаження струму бази транзистора VT1. Останнє характерне й інших подібних пристроїв [8]. Обидві причини, що знижують ККД, усунуті у потужнішому "запобіжнику" з максимальним струмом навантаження 5 А, схема якого показана на рис. 8. Його ККД перевищує 90 % у більш ніж десятикратному інтервалі зміни струму навантаження. Струм, споживаний без навантаження, - менше 0,5 мА.

Для зменшення падіння напруги на "запобіжнику" як VT4 застосований германієвий транзистор. При струмі навантаження менше допустимого цей транзистор знаходиться на межі насичення. Цей стан підтримує петля негативної ОС, яку при відкритому та насиченому транзистори VT2 утворюють транзистори VT1 ​​та VT3. Падіння напруги на ділянці колектор-емітер транзистора VT4 не перевищує 0,5 В при струмі навантаження 1 А і 0,6 - при 5 А.

При струмі навантаження, меншому струму спрацьовування захисту, транзистор VT3 знаходиться в активному режимі і напруга між колектором і емітером достатньо для відкривання транзистора VT6, що забезпечує насичений стан транзистора VT2 і в кінцевому підсумку - провідний стан ключа VT4. Зі збільшенням струму навантаження струм бази VT3 під впливом негативної ОС збільшується, а напруга з його колекторі зменшується до закривання транзистора VT6. У цей момент і спрацьовує захист. Струм спрацьовування можна оцінити за формулою

де Rекв - загальний опір з'єднаних паралельно резисторів R4, R6 та R8.

Коефіцієнт 0,5, як і попередньому випадку, - експериментальний. При замиканні навантаження амплітуда імпульсів вихідного струму приблизно вдвічі більше струму спрацьовування захисту.

Завдяки дії позитивної ОС, що замикається через конденсатор С2 транзистор VT6, а з ним і VT2-VT4 повністю закриваються, VT5 - відкривається. Транзистори залишаються у зазначених станах до закінчення зарядки конденсатора С2 струмом, що тече через ділянку база-емітер транзистора VT5 та резистори R7, R9, R11, R12. Так як з перерахованих резисторів найбільший номінал у R12, він і визначає період повторення імпульсів, що генеруються - приблизно 2,5 с.

Після закінчення зарядки конденсатора С2 транзистор VT5 закриється, VT6 та VT2-VT4 відкриються. Конденсатор С2 приблизно за 0,06 розрядиться через транзистор VT6, діод VD1 і резистор R11. При замкнутому навантаженні колекторний струм транзистора VT4 у цей час досягає 8...10 А. Потім цикл повториться. Однак під час першого після усунення перевантаження імпульсу транзистор VT3 не увійде в насичення і "запобіжник" повернеться в робочий режим.

Цікаво, що під час імпульсу транзистор VT6 повністю не відкривається. Цьому перешкоджає утворена транзисторами VT2, VT3, VT6 петля негативної ОС. При вказаному на схемі (рис. 8) в номіналі резистора R9 (51 кОм) напруга на колекторі транзистора VT6 не опускається нижче 0,3Uвх.

Найбільш несприятливе для "запобіжника" навантаження - потужна лампа розжарювання, у якої опір холодної нитки в кілька разів менший, ніж розігріта. Перевірка, проведена з автомобільною лампою 12 В 32+6 Вт, показала, що 0,06 с для розігріву цілком достатньо і запобіжник після її включення надійно входить в робочий режим. Але для більш інерційних ламп тривалість і період повторення імпульсів можна буде збільшити, встановивши конденсатор С2 більшого номіналу (але не оксидний).

Скважність імпульсів, що генеруються, в результаті такої заміни залишиться колишньою. Рівною 40 її обрано не випадково. В цьому випадку, як при максимальному струмі навантаження (5 А), так і при замиканні виходу запобіжника, на транзисторі VT4 розсіюється приблизно однакова і безпечна для нього потужність.

Транзистор ГТ806А можна замінити іншим із цієї ж серії або потужним германієвим, наприклад, П210 з будь-яким буквеним індексом. Якщо транзистори германієві відсутні або необхідно працювати при підвищеній температурі, можна використовувати і кремнієві з h21е>40, наприклад, КТ818 або КТ8101 з будь-якими буквеними індексами, збільшивши номінал резистора R5 до 10 кОм. Після такої заміни напруга, виміряна між колектором і емітером транзистора VT4, не перевищувала 0,8 при струмі навантаження 5 А.

При виготовленні запобіжника транзистор VT4 необхідно встановити на тепловідведення, наприклад, алюмінієву пластину розмірами 80x50x5 мм. Тепловідведення площею 1,5...2 см2 потрібне і транзистору VT3.

Перше включення пристрою здійснюйте без навантаження, і насамперед перевірте напругу між колектором і емітером транзистора VT4, яка повинна бути приблизно 0,5 В. Потім до виходу через амперметр підключіть дротяний змінний резистор опором 10...20 Ом і потужністю 100 Вт. Плавно зменшуючи опір, переведіть пристрій у захисний режим. За допомогою осцилографа переконайтеся, що перемикання режимів відбувається без затягнутих перехідних процесів, а параметри імпульсів, що генеруються, відповідають зазначеним вище. Точне значення струму спрацьовування захисту можна встановити добіркою резисторів R4, R6, R8 (бажано, щоб їх номінали залишалися однаковими). При тривалому замиканні навантаження температура корпусу транзистора VT4 повинна перевищувати допустиме йому значення.

література

1. Клюєв Ю., Абашав С. Стабілізатор напруги. – Радіо, 1975, № 2, с. 23.
2. Попович В. Удосконалення стабілізатора напруги. – Радіо, 1977, № 9, с. 56.
3. Поляков В. Теорія: потроху – про все. Стабілізатори напруги. - Радіо, 2000 № 12,с.45,46.
4. Канігін С. Стабілізатор напруги із захистом від перевантажень. – Радіо, 1980. № 8. с. 45. 46.
5. За кордоном. Стабілізатор напруги із захистом від перевантаження. – Радіо, 1984, № 9, с. 56.
6. Козлов В. Стабілізатор напруги із захистом від короткого замикання та перевантаження по струму. - Радіо, 1998 № 5, с. 52-54.
7. Андрєєв В. Додатковий захист стабілізатора від перегріву. – Радіо, 2000, № 4, с. 44.
8. Бобров О. Електронний запобіжник. – Радіо, 2001, № 3, с. 54.

Автор: А.Москвін, м.Єкатеринбург

Дивіться інші статті розділу Стабілізатори напруги.

Читайте та пишіть корисні коментарі до цієї статті.

<< Назад

Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:

Машина для проріджування квітів у садах 02.05.2024

У сучасному сільському господарстві розвивається технологічний прогрес, спрямований на підвищення ефективності догляду за рослинами. В Італії було представлено інноваційну машину для проріджування квітів Florix, створену з метою оптимізації етапу збирання врожаю. Цей інструмент оснащений мобільними важелями, що дозволяють легко адаптувати його до особливостей саду. Оператор може регулювати швидкість тонких проводів, керуючи ним із кабіни трактора за допомогою джойстика. Такий підхід значно підвищує ефективність процесу проріджування квітів, забезпечуючи можливість індивідуального налаштування під конкретні умови саду, а також сорт та вид фруктів, що вирощуються на ньому. Після дворічних випробувань машини Florix на різних типах плодів результати виявились дуже обнадійливими. Фермери, такі як Філіберто Монтанарі, який використовував машину Florix протягом кількох років, відзначають значне скорочення часу та трудовитрат, необхідних для проріджування кольорів. ...>>

Удосконалений мікроскоп інфрачервоного діапазону 02.05.2024

Мікроскопи відіграють важливу роль у наукових дослідженнях, дозволяючи вченим занурюватися у світ невидимих ​​для ока структур та процесів. Однак різні методи мікроскопії мають обмеження, і серед них було обмеження дозволу при використанні інфрачервоного діапазону. Але останні досягнення японських дослідників із Токійського університету відкривають нові перспективи вивчення мікросвіту. Вчені з Токійського університету представили новий мікроскоп, який революціонізує можливості мікроскопії в інфрачервоному діапазоні. Цей удосконалений прилад дозволяє побачити внутрішні структури живих бактерій із дивовижною чіткістю в нанометровому масштабі. Зазвичай мікроскопи в середньому інфрачервоному діапазоні обмежені низьким дозволом, але нова розробка японських дослідників дозволяє подолати ці обмеження. За словами вчених, розроблений мікроскоп дозволяє створювати зображення з роздільною здатністю до 120 нанометрів, що в 30 разів перевищує дозвіл традиційних метрів. ...>>

Пастка для комах 01.05.2024

Сільське господарство - одна з ключових галузей економіки, і боротьба зі шкідниками є невід'ємною частиною цього процесу. Команда вчених з Індійської ради сільськогосподарських досліджень – Центрального науково-дослідного інституту картоплі (ICAR-CPRI) у Шимлі представила інноваційне вирішення цієї проблеми – повітряну пастку для комах, яка працює від вітру. Цей пристрій адресує недоліки традиційних методів боротьби зі шкідниками, надаючи дані про популяцію комах у реальному часі. Пастка повністю працює за рахунок енергії вітру, що робить її екологічно чистим рішенням, яке не вимагає електроживлення. Її унікальна конструкція дозволяє відстежувати як шкідливі, так і корисні комахи, забезпечуючи повний огляд популяції в будь-якій сільськогосподарській зоні. "Оцінюючи цільових шкідників у потрібний час, ми можемо вживати необхідних заходів для контролю як комах-шкідників, так і хвороб", - зазначає Капіл. ...>>

Випадкова новина з Архіву Ідентифікація власника мобільного телефону за відбитком пальця 24.07.2000 У Південній Кореї спільними зусиллями концерну Samsung Electronics та фірми PASS21 розроблено спеціальну "мобілку" з вбудованою мікросхемою, яка зберігає відбитки пальців власника. Остання також виконує функції звичайної кредитної картки, якими користуються сотні мільйонів людей. За допомогою спеціалістів Samsung в телефон, з якого можна дзвонити в будь-яке місце, додатково встановлюють спеціальний датчик, що дозволяє визначати власника мікрочастинками поту, що виділяється кінчиками пальців. Для використання новинки необхідно касові апарати магазинів, які зчитують дані з кредитних карток VISA, MasterCard або American Express, з'єднати зі спеціальними електронними приставками (чорними ящиками) вартістю всього $10. Покупець підходить до каси, відкриває телефон, прикладає до маленького віконця палець. Сенсорний мікрочіп автоматично ідентифікує власника та видає електронний сигнал у "чорну скриньку", після чого касовий апарат знімає гроші з його рахунку та оплачує покупку. Серед переваг новинки – відсутність необхідності запам'ятовування паролів. У разі втрати PASS-біофона виключається можливість його використання чужими особами, оскільки апарат включається лише після ідентифікації відбитка пальця власника. Планується, що у 2001 р. у Південній Кореї буде випущено 100 тис. таких телефонів.

Інші цікаві новини:

▪ Жінки виграють у шахи частіше за чоловіків

▪ Смартфон Nokia Lumia 1020 із камерою 41 Мп

▪ Сонливість – причина агресії

▪ Робот із тонким слухом від Honda

▪ Мікропластик у крові людини

Стрічка новин науки та техніки, новинок електроніки

Цікаві матеріали Безкоштовної технічної бібліотеки:

▪ розділ сайту Параметри радіодеталей. Добірка статей

▪ стаття Гідрокарт Мустанг. Поради моделісту

▪ стаття Звідки взявся джаз? Детальна відповідь

▪ стаття Електромонтажник судновий. Типова інструкція з охорони праці

▪ стаття Підсилювач сигналу електронного наручного годинника. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

▪ стаття Смішні карти. Секрет фокусу

Залишіть свій коментар до цієї статті:

All languages ​​of this page

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт

www.diagram.com.ua
2000-2024