Інверторне джерело зварювального струму. Досвід ремонту та розрахунок електромагнітних елементів. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / зварювальне обладнання

 Коментарі до статті

Інверторні джерела зварювального струму (ІІСТ), іноді не зовсім правильно звані високочастотними, мають явні переваги перед класичними трансформаторними (менші маса та обсяг, чудові навантажувальні характеристики), але не набули у нас широкого поширення. Найімовірніше, через високу, недоступну більшості потенційних споживачів, вартість.

Багато радіоаматорів намагаються самостійно виготовити ІІСТ. Однак і на цьому шляху виникають значні труднощі, насамперед, пов'язані з відсутністю досвіду розробки енергонапружених пристроїв, у яких значення струму та напруги виходять далеко за звичні межі.

Автор ділиться досвідом ремонту ІІСТ промислового виготовлення, що зажадав підбору силовим елементам, що вийшли з ладу, і досить значних змін у схемі. Наводиться методика розрахунку основних електромагнітних елементів ІІСТ.

Одного разу до моїх рук потрапив несправний зварювальний апарат RytmArc фірми Castolin Eutectic, випущений в 1988 р. Колишній господар, вже не вірячи, що прилад можна відремонтувати, віддав його на запчастини. При огляді апарата з'ясувалося, що цей типовий представник сімейства орієнтованих на побутове застосування однофазних ІІСТ малої потужності виконаний за типовою для апаратів такого класу схемою однотактного прямоходового напівмостового інвертора і призначений для ручного електрозварювання постійним струмом 5... 140 А при відносній продовж циклу зварювання/пауза.

У вихідному варіанті інвертор був побудований на потужних високовольтних складових біполярних транзисторах ESM2953, які і вийшли з ладу. Несправними також виявилося кілька транзисторів меншої потужності, а деякі деталі просто були відсутні.

У такій ситуації найбільш виправданим видалося рішення купити нові транзистори та замінити ними згорілі. Однак торгова фірма, в якій знайшлися потрібні транзистори, запропонувала їх за ціною 65 дол. США за штуку за умови купівлі упаковки - 50 штук. Звичайно, цей варіант не пройшов, і довелося шукати альтернативу. Вибір упав на біполярні транзистори з ізольованим затвором (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT [1]) IRG4PC50U, які вільно продавали в роздріб за ціною 14 дол. США за штуку.

На відміну від ESM2953, колектор транзистора IRG4PC50U електрично з'єднаний з його тепловідвідною основою. Тому було вирішено, встановивши кожен IGBT на алюмінієву пластину розмірами 30x25x4 мм, притиснути останні до основного тепловідведення через прокладки слюдяні товщиною 0,5 мм. Так як слюди необхідної товщини в наявності не було, прокладки набрані з декількох шарів тоншою, "склеєних" теплопровідною пастою.

Щоб запустити ІІСТ, потрібно розробити і виготовити новий драйвер для керування IGBT і втрачений таймер обмежувача струму зарядки конденсатора мережного фільтра випрямляча. Плата блоку управління, на щастя, ремонту не вимагала. Відновлений апарат безвідмовно функціонує вже понад чотири роки.

Схема ІІСТ після ремонту наведено на рис. 1, а його зовнішній вигляд зі знятою кришкою - на рис, 2 де відзначені основні елементи. Зважаючи на відсутність заводської документації, позиційні позначення елементів з "фірмовими" не збігаються.

(Натисніть для збільшення)

Використані у цьому ІІСТ технічні рішення є типовими для приладів такого класу. Тим, хто має намір ремонтувати або навіть самостійно конструювати подібні прилади, корисно ознайомитися з його пристроєм докладніше.

При замиканні вимикача SA1 змінна напруга 220В, 50Гц надходить на первинну обмотку трансформатора Т1, що живить всі електронні вузли ІІСТ (крім власне інвертора), а через обмежуючий початковий кидок струму резистор R1 - на випрямляч з двох з'єднаних паралелей.

Пульсацію випрямленої напруги згладжує оксидний конденсатор С2. Після закінчення потрібної для повної зарядки цього конденсатора приблизно 1 спрацьовує таймер (його схема показана на рис. 3) і контакти, що замкнулися, реле К1.1 шунтують резистор R1, виключаючи останній з ланцюга споживаного від мережі струму і усуваючи таким чином марну втрату енергії.

Фактично в ІІСТ як К1 встановлено два однакових реле, обмотки і контакти яких з'єднані паралельно. Ще одне реле К2 за сигналами, що надходять з плати блоку управління, включає та вимикає вентилятор М1. Датчиком температури служить укріплений на тепловідведення потужних транзисторів перетворювач температура-струм ВК1.

Інвертор на IGBT VT1 і VT2 перетворює випрямлену мережну напругу імпульсною частотою приблизно 30 кГц. Трансформатор ТЗ забезпечує гальванічну розв'язку між зварювальним ланцюгом та мережею. Його коефіцієнт трансформації обраний таким, що амплітуда імпульсів на вторинній обмотці вдвічі більша за задану напругу холостого ходу ІІСТ. Детально про принцип дії однотактного напівмостового інвертора можна прочитати, наприклад, [2, 3].

Трансформатор струму Т2 включений послідовно в ланцюг первинної обмотки трансформатора ТЗ і призначений для контролю струму, що протікає тут.

У високочастотних імпульсних інверторах індуктивності намагнічування та розсіювання трансформаторів разом із паразитною індуктивністю монтажу накопичують значну реактивну енергію. Перетворення її на тепло призвело б до значного зниження ККД пристрою. Тому, застосовуючи спеціальні схемні рішення, накопичену енергію намагаються передати у навантаження або рекуперувати – повернути до джерела живлення.

У моменти зміни стану силових ключів кожна індуктивність, зокрема паразитна, стає джерелом імпульсів напруги самоіндукції, найчастіше небезпечної елементів перетворювача величини. Для зменшення амплітуди цих імпульсів призначені демпфуючі RC-ланцюги з діодами і без них. Щоб зменшити шкідливу для роботи ІІСТ індуктивність розсіювання, бажано застосовувати трансформатори з тороїдальними магнітопроводами, а детально продумане компанування апарату зменшує індуктивність монтажу.

Напруга вторинної обмотки трансформатора ТЗ випрямляє однополуперіодний випрямляч на діодах, що знаходяться в чотирьох діодних зборках VD7-VD10 (по два діоди в кожній). Дросель L1, послідовно включений у зварювальний ланцюг, згладжує випрямлений струм.

Блок управління генерує відкривають IGBT інвертора імпульси, регулюючи їх шпаруватість таким чином, щоб зовнішня характеристика навантаження ІІСТ відповідала необхідної для високоякісного електрозварювання. На входи контролера надходять сигнали зворотного зв'язку по напрузі (з виходу випрямляча) і струму (з вторинної обмотки трансформатора струму Т2). Змінним резистором R2 регулюють зварювальний струм.

На рис. 4 показана схема драйвера, що підсилює вироблені блоком управління імпульси до амплітуди, необхідної для управління IGBT VT1 та VT2. Він розроблений замість драйвера, що керував біполярними транзисторами, встановленими в ІІСТ до ремонту.

Трансформатор Т1 ізолює вхідні ланцюги двох ідентичних драйверових каналів від блоку управління і один від одного. В даному випадку трансформатор як ізолюючий елемент має незаперечну перевагу перед оптроном, так як при правильному виборі параметрів автоматично обмежує тривалість імпульсів, що надходять на затвори IGBT, величиною, при якій ще не входить у насичення магнітопровід силового трансформатора ТЗ (див. рис. 1). Вторинні обмотки II і III ізолюючого трансформатора підключені таким чином, що канали працюють синфазно, що й потрібне для правильної роботи однотактного інвертора.

Розглянемо роботу одного з каналів – верхнього за схемою.

Імпульси з обмотки II трансформатора Т1 через резистор R1 надходять на вхід формувача, зібраного на мікросхемі DD1. Підсилювач потужності на транзисторах VT1 і VT2 забезпечує швидку зарядку та розрядку характерної для IGBT досить значної ємності між затвором та емітером. Резистор R9 запобігає коливальному процесу в контурі, утвореному індуктивністю з'єднувального дроту та вхідною ємністю IGBT.

Випрямляч та стабілізатор напруги живлення зібрані на діодному мосту VD1 та мікросхемі DA1. Змінна напруга на випрямляч надходить від окремої ізольованої вторинної обмотки трансформатора Т1 (див. рис. 1). При виготовленні драйвера слід звертати особливу увагу на якість ізоляції між каналами. Вона повинна витримувати напругу, що перевищує подвійну мережну амплітуду.

Приступаючи до самостійної розробки ІІСТ, доводиться зіткнутися з безліччю питань, які навіть не виникають при ремонті - всі вони вже так чи інакше вирішені розробниками та виробником.

Найбільші складнощі пов'язані з вибором напівпровідникових приладів, що комутують великий струм при порівняно високій напрузі. Дуже важливим є правильний вибір схеми інвертора, розрахунок та конструювання його електромагнітних елементів.

За відсутності досвіду розробки розумно прагнути повторення " обкатаних " рішень.

Проблема ускладнюється тим, що практично відсутня література, де можна знайти готові перевірені методики проектування ІІСТ. У [3], наприклад, виклад настільки лаконічно, що розрахунки, що є там, практично неможливо поширити на специфічні завдання розробки зварювального джерела.

У цьому матеріалі висновки розрахункових співвідношень викладені досить докладно. На думку автора, це дозволить радіоаматорам глибше зрозуміти процеси, що відбуваються в електромагнітних компонентах ІІСТ, і при необхідності скоригувати викладену методику.

В умовах такого різко змінного навантаження, як зварювальна дуга, однотактний прямоходовий напівмостовий інвертор вигідно відрізняється від інших. Він не вимагає симетрування, не схильний до такої хвороби, як наскрізні струми, йому досить порівняно простого вузла управління. На відміну від зворотноходового інвертора, форма струму в елементах якого трикутна, прямоходова вона прямокутна. Тому при тому самому струмі навантаження амплітуда імпульсів струму в прямоходовому інверторі майже вдвічі менше.

РОЗРАХУНОК СИЛОВОГО ТРАНСФОРМАТОРА

Загальна особливість усіх однотактних інверторів – робота з одностороннім намагнічуванням магнітопроводів силових трансформаторів. При зміні напруженості магнітного поля від нульової до максимальної і назад магнітна індукція змінюється в інтервалі від максимальної Вm до залишкової Вr.

На рис. 5 зображена спрощена схема однотактного прямоходового напівмостового інвертора.

Коли транзистори VT1 ​​та VT2 відкриті, енергія первинного джерела напруги через трансформатор Т1 передається у навантаження. Магнітопровід трансформатора намагнічується у прямому напрямку (ділянка 1-2 на рис. 6). Після закриття транзисторів струм у навантаженні підтримує енергія, запасена дроселем L1. При цьому ланцюг замикається через діод VD4. Під дією ЕРС самоіндукції обмотки I відкриті діоди VD1 та VD2, через них тече струм розмагнічування магнітопроводу (дільниця 2-1 на рис. 6).

Індукція в магнітопроводі змінюється всього на ΔВ1= Bm-Br1, що значно менше за можливу в двотактному інверторі величини 2Вm. Однак при нульовій напруженості поля індукція дорівнюватиме Вr1 тільки в магнітопроводі, що не має немагнітного зазору. Останній зменшить залишкову індукцію до величини Вr2. З [4] випливає, що нове значення залишкової індукції відповідає точці перетину вихідної кривої намагнічування з прямою лінією, проведеної початку координат під кутом Θ:

де μ0 - абсолютна магнітна проникність (ставлення магнітної індукції до напруженості магнітного поля у вакуумі, фізична константа, що дорівнює 4-10-7 Гн/м); lc – середня довжина магнітної силової лінії; δ - довжина немагнітного зазору. В результаті введення зазору довжиною розмах індукції в магнітопроводі зросте до ΔВ2=Вm-Br2.

Наша промисловість магнітопроводи спеціально для ІІСТ не випускає. Щоб виготовити силовий трансформатор інвертора, можна скористатися магнітопроводами, призначеними для телевізійних малих трансформаторів. Наприклад, магнітопровід ПК40х18 від трансформатора ТВС-90ЛЦ2 (застосовувався у телевізорах УЛПЦТ) має перетин 2,2 см2, площу вікна 14,4 см2 та середню довжину магнітної силової лінії 200 мм. Він виготовлений з марганцево-цинкового фериту М3000НМС1, призначеного для роботи в сильних магнітних полях, про що свідчить індекс С у позначенні [5], і має наступні параметри петлі гістерезису: Bs=0,45 Тл (при Н=800 А/м) , Вт=0,33 Тл (при Н=100 А/м та Т=60 °С), Вг=0,1 Тл, Нс=12А/м. У разі одностороннього намагнічування розмах індукції у тому магнитопроводе, зібраному без зазору, вбирається у 0,23 Тл.

Задамося метою з допомогою немагнітного зазору зменшити залишкову індукцію до 0,03 Тл, що дозволить збільшити розмах індукції до 0,3 Тл. Вважаючи залежність B=f(H) за зміни напруженості поля від -Нс до нуля практично лінійної, знайдемо зміна індукції дільниці від 0 до Вr2. І тому проведемо горизонтальну лінію лише на рівні Br2 до перетину з кривою намагнічування і знайдемо негативну напруженість поля в магнитопроводе -H1=8,4 А/м, відповідну даної індукції. У нашому випадку

З (1) знайдемо довжину немагнітного зазору:

Напруженість поля у зазорі за максимальної індукції Вm=0,ЗЗТл

Ампер-витки намагнічування магнітопроводу

У режимі холостого ходу вхідна напруга інвертора (U1, див. рис. 5) дорівнює амплітудному значенню мережевого (310 В). З урахуванням падіння напруги на ключових транзисторах та активному опорі обмотки можна вважати, що до первинної обмотки трансформатора прикладена напруга 300 В. Вихідна напруга холостого ходу джерела в режимі холостого ходу повинна становити 50 В.

Розрахунок зробимо для випадку, коли тривалість імпульсу дорівнює половині періоду, що відповідає максимальному розмаху індукції в магнітопроводі. У цих умовах необхідна амплітуда імпульсів вторинної напруги 100 В (удвічі більше за необхідне значення напруги холостого ходу). Тому коефіцієнт трансформації силового трансформатора повинен дорівнювати

Слід зазначити, що тут не враховано вплив індуктивності розсіювання обмоток трансформатора. Її наявність призводить до більшого порівняно з розрахунковим значенням напруги холостого ходу.

Ефективне значення струму вторинної обмотки, що має форму прямокутних імпульсів, пов'язане із середнім, рівним зварювальному струму iCB, співвідношенням

де - відношення тривалості імпульсів до періоду їх повторення (коефіцієнт заповнення). При iCB = 140 А та λ = 0,5

Ефективне значення струму первинної обмотки (без урахування струму намагнічування)

Амплітуда імпульсу струму навантаження у первинній обмотці

На частоті 30 кГц втратами енергії у феритовому магнітопроводі можна знехтувати. Втрати ж в обмотувальних дротах із зростанням частоти збільшуються за рахунок витіснення струму до поверхні провідника, що призводить до зменшення його ефективного перерізу. Це явище називають поверхневим або скін-ефектом. Виявляється він тим сильніше, що вища частота і більше діаметр пррвода. Щоб зменшити втрати, застосовують багатожильний провід із тонких ізольованих провідників – літцендрат. Для роботи на частоті 30 кГц діаметр кожного з них не повинен перевищувати 0,7 мм [3].

ЕРС одного витка обчислюють за формулою

де dФ/dt - швидкість зміни магнітного потоку, зчепленого з витком; ΔВ - розмах індукції в магнітопроводі, Тл; Sc - переріз магнітопроводу, см2; tM – тривалість імпульсу, с; f - частота проходження імпульсів, Гц.

Число витків, що уміщаються у вікні магнітопроводу, можна знайти за формулою

де S0 – площа вікна, см2; - Коефіцієнт його заповнення проводом (приймемо рівним 0,25); iеф - ефективне значення струму; J - густина струму в обмотувальному дроті, А/мм2.

Для визначення параметрів магнітопроводу введемо умовну величину, рівну добутку амплітуди напруги на обмотці діюче значення поточного по ній струму. Так як вона має розмірність потужності, назвемо її умовною потужністю

У нашому випадку

Приймемо щільність струму в обмотках трансформатора J = 4 А/мм2, розмах індукції в магнітопроводі ΔВ = 0,3 Тл і (2) знайдемо

Потрібний для трансформатора, що розраховується Ш-подібний магнітопровід можна зібрати з чотирьох ПК40х18, як показано на рис. 7.

Отримаємо магнітопровід із Sc=8,8 см2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Знайдемо для нього ЕРС одного витка

Число витків первинної обмотки

Виберемо його рівним 21 - найближчим більшим цілим числом, кратним коефіцієнтом трансформації (Ктр = 3). Число витків вторинної обмотки

Форму струму в первинній обмотці силового трансформатора зображено на рис. 8.

Амплітуда її складової, що намагнічує, дорівнює

Максимальне значення струму транзисторних ключів та первинної обмотки

Для точного обчислення ефективного значення струму первинної обмотки доведеться звернутися до інтегрального обчислення:

Точний розрахунок дає 33,67 А, що відрізняється від раніше обчисленого без урахування струму намагнічування значення (33,3 А) лише на 1%.

Переріз проводів обмоток:

При намотуванні літцендратом, набраним із ізольованих проводів діаметром 0,55 мм, для первинної обмотки потрібно пучок з 36, а для вторинної - зі 105 проводів.

Намотування трансформатора літцендратом вимагає деякого досвіду. Насамперед необхідно заготовити літцендрат. Для цього на відстані, трохи більшій за потрібну його довжину, закріплюють два гачки, роль яких з успіхом можуть виконати дверні ручки. Між гачками натягують необхідну кількість дротів. За допомогою ручного дриля або коловороту джгут звивають, періодично злегка струшуючи, щоб дроти в ньому розподілилися рівномірно. Готовий джгут обмотують по всій довжині з невеликим перекриттям смужкою тонкої тканини бавовняної шириною 8... 10 мм.

Обмотки намотують на дерев'яну оправку, що повторює форму керна магнітопроводу з невеликим запасом, щоб готова котушка вільно "сіла" на призначене їй місце. Оправлення забезпечують знімними щічками, відстань між якими на 2...3 мм менше висоти вікна магнітопроводу.

Перед намотуванням на оправлення укладають відрізки кіперної стрічки, якими згодом стягують готову котушку. Обмотки розташовують у звичайному порядку: первинна, на ній – вторинна. Між ними необхідна ізоляція – шар електрокартону завтовшки 0,5 мм. Котушці надають форму, що відповідає конфігурації вікна магнітопроводу, потім просочують лаком.

Висновки обмоток необхідно забезпечити латунними наконечниками. При закладенні в них літцендрату зверніть особливу увагу, щоб кінці всіх його проводів були зачищені від ізоляції, облужені і надійно припаяні до наконечників.

Розрахунок дроселя фільтра зварювального струму

Дросель L1 (див. рис. 1 та 5) згладжує зварювальний струм. За час дії імпульсу вторинної напруги струм у ньому лінійно зростає. Під час паузи між імпульсами – лінійно спадає. Амплітуда пульсації струму у першому наближенні залежить від його середнього значення - зварювального струму. При мінімальному значенні останнього струм у дроселі та зварювального ланцюга до кінця періоду спадає до нуля. Саме така ситуація показана на рис. 9.

Подальше зменшення середнього значення струму веде до порушення безперервності його перебігу - протягом деякої частини періоду струм дорівнює нулю, що призводить до нестійкості та гасіння дуги.

Співвідношення між амплітудним та середнім значеннями струму трикутної форми знайдемо з умови рівності площ трикутника, утвореного кривою струму та віссю часу, та прямокутника висотою icp, побудованого на тій же осі (на малюнку заштрихований). Довжина підстав обох фігур дорівнює періоду коливань. Таким чином,

При мінімальному зварювальному струмі iсв. хв = 5 А падіння напруги на дузі Uд. хв можна вважати рівним 18 В [6]. Враховуючи що

знайдемо мінімально необхідну індуктивність дроселя

Обмотка дроселя повинна витримувати максимальний зварювальний струм icв. макс. Прийнявши, як і трансформатора, коефіцієнт заповнення вікна kо=0,25 і щільність струму J=4 А/мм2, визначимо максимально можливе число витків обмотки дроселя

Знаючи переріз магнітопроводу Sc і коефіцієнт його заповнення сталлю kс, можна для заданої індукції в магнітопроводі визначити потокозчеплення обмотки дроселя

Підставивши сюди (4), отримаємо

Враховуючи, що

знайдемо індуктивність дроселя

та витвір SCSo для його магнітопроводу

Щоб уникнути насичення, магнітопровід повинен мати немагнітний зазор, завдяки якому індукція змінюється від майже нульової до Вт. Вважаючи, що магнітопровід дроселя ідеальний і всі ампер-витки обмотки прикладені до немагнітного зазору, визначимо довжину останнього б, мм:

звідки

З (5), (6) та (9) отримаємо формулу для розрахунку фактичної індуктивності дроселя:

Так як при зварювальному струмі, більшому за мінімальний, амплітуда пульсацій магнітного потоку в магнітопровід дроселя незначна в порівнянні з його середнім значенням, магнітопровід зазвичай роблять з електротехнічної сталі, для якої максимальна індукція Вm-1 Тл. Прийнявши коефіцієнт заповнення перерізу сталлю kс=0,9, (7) знайдемо

Виберемо для дроселя стандартний стрічковий магнітопровід ШЛ25х32 із Sckc=6,56 см2, So=16 см2 та SCSo=125 см4. Користуючись формулою (4), визначимо кількість витків

За формулою (8) обчислимо довжину немагнітного зазору

Такий зазор забезпечать дві немагнітні прокладки товщиною 1 мм, встановлені між торцями половин магнітопроводу.

Перетин дроту обмотки дроселя

Провід може бути цілісним або набраним із 147 дротів діаметром 0,55 мм.

За формулою (10) перевіримо результуючу індуктивність дроселя

Вона перевищує розраховане вище мінімальне значення.

Розрахунок трансформатора струму

На рис. 10 показана схема вузла формування сигналу зворотного зв'язку струму.

Первинною обмоткою трансформатора струму Т2 служить латунна шпилька діаметром 8...10 мм, що з'єднує вихід інвертора із силовим трансформатором ТЗ (рис. 1). "Пронизуючи" плату керування, шпилька проходить крізь вікно встановленого там магнітопроводу трансформатора Т2. Намотана на магнітопроводі вторинна обмотка складається з десяти витків, тому коефіцієнт трансформації КТ2=0,1.

Під час прямого ходу інвертора струм вторинної обмотки трансформатора Т2 протікає через діод VD2 і шунт із шести з'єднаних паралельно резисторів R3-R8 по 2,2 Ом кожен. З шунта сигнал зворотного зв'язку по струму надходить у вузол управління, де використовується для формування крутопадаючої навантажувальної характеристики ІІСТ і захисту пристрою від струмових перевантажень.

Під час зворотного ходу полярність напруги на вторинній обмотці трансформатора Т2, що закриває для діода VD2 і відкриває для VD1. Останній відкритий і струм розмагнічування магнітопроводу трансформатора протікає через паралельно з'єднані резистори R1, R2. Так як їхній загальний опір більший, ніж аналогічний резисторів R3-R8, магнітопровід за час зворотного ходу гарантовано встигає розмагнітитися.

Ефективне значення струму вторинної обмотки трансформатора Т2

Прийнявши густину струму у вторинній обмотці трансформатора струму J=5 А/мм2, діаметр її дроту знайдемо за формулою

На частоті 30 кГц не рекомендується застосовувати провід діаметром понад 0,7 мм, тому обмотку намотаємо літцендратом із трьох проводів діаметром 0,55 мм.

Так як ланцюги управління споживають незначну потужність, магнітопровід для трансформатора Т2 вибирають з конструктивних міркувань, головне з яких діаметр шпильки, що утворює первинну обмотку. Підійде кільцевий феритовий з отвором діаметром не менше 12...14 мм, наприклад, К32х 16x8 з фериту 2000НМ1. Діаметр його отвору – 16 мм, площа перерізу – 0,64 см2. При односторонньому намагнічуванні розмах індукції в цьому магнітопроводі не повинен перевищувати 0,1 Тл. Перевіримо дотримання цієї умови:

де UVD2 – пряме падіння напруги на діоді VD2; W2 – число витків вторинної обмотки; Sc - переріз магнітопроводу; R – опір шунта (R3-R8). Оскільки розмах індукції не перевищує допустимого, магнітопровід обраний правильно.

РОЗРАХУНОК ТРАНСФОРМАТОРА ГАЛЬВАНІЧНОГО РОЗВ'ЯЗАННЯ

На рис. 11 зображено схему формувача імпульсів, що керують драйверами IGBT вихідного каскаду інвертора. П'ять паралельно з'єднаних елементів мікросхеми DD1 з відкритим колектором служать посилення потужності управляючих імпульсів. Резистор R3 обмежує струм намагнічування трансформатора Т1 ланцюг розмагнічування останнього утворюють конденсатор C3, діод VD2 і стабілітрон VD1.

Вторинні обмотки трансформатора Т1 навантажені входами ТТЛ-елементів через резистори опором 470 Ом (див. рис. 4), тому амплітуда імпульсів, що знімаються з обмоток, повинна становити 5 В при струмі приблизно 10 мА. Так як амплітуда імпульсів на первинній обмотці дорівнює 15 В, необхідне значення коефіцієнта трансформації - 3. Амплітуда імпульсу струму первинної обмотки становитиме

При такому малому струмі розрахунок діаметра дроту обмоток можна не робити, він дає значення, що не перевищують 0,1 мм. Провід виберемо виходячи з конструктивних міркувань діаметром 0,35 мм.

Умовна потужність трансформатора Т1

За формулою (3) знайдемо

Коефіцієнт заповнення вікна магнітопроводу ko прийнятий рівним 0,05, виходячи з необхідності забезпечити хорошу міжобмотувальну ізоляцію.

Виберемо для трансформатора Т1 кільцевий магнітопровід К16x10x3 з фериту 2000НМ1, у якого Sc=0,09 см2, So=0,785 см2, ScSo=0,07 см4.

ЕРС одного витка, намотаного на цьому магнітопроводі:

Число витків первинної та вторинних обмоток:

БЛОК КЕРУВАННЯ

Блок керування (БО) генерує імпульси через драйвер (див. рис. 4) керуючі транзисторами прямоходового однотактного інвертора. Регулюють та підтримують встановлені значення зварювального струму, формуючи при цьому оптимальну для зварювання падаючу зовнішню навантажувальну характеристику ІІСТ, за рахунок широтно-імпульсної модуляції (ШІМ) - зміни коефіцієнта заповнення імпульсів. В описуваному СУ реалізовані також функції захисту джерела та його елементів від перегріву і перевантажень, що виникають в умовах різкого навантаження, що змінюється.

Основа БУ - ШИ-контролер TDA4718A фірми Siemens - містить усі аналогові та цифрові вузли, необхідні для імпульсного джерела живлення, і може бути використаний для керування двотактними трансформаторними, напівмостовими та мостовими, а також однотактними зворотно- та прямоходовими інверторами. Внутрішня структура контролера TDA4718 показана на рис. 12.

Генератор, керований напругою, (ГУН) G1 генерує імпульси, частота яких залежить від напруги на його вході, що управляє. Середнє значення інтервалу зміни частоти встановлюють, вибираючи номінали резистора RT та конденсатора Ст.

Фазовий дискримінатор (ФД) UI1 служить для синхронізації ГУН із зовнішнім джерелом імпульсів. Якщо синхронізація не потрібна, другий вхід ФД подають самі імпульси ГУН, як і перший, з'єднавши при цьому висновки 5 і 14 мікросхеми. Вихід ФД з'єднаний з керуючим входом ГУН та виведенням 17 мікросхеми. До останнього підключають зовнішній конденсатор фільтра Сф.

Генератор пилкоподібної напруги (ГПН) G2 запускають імпульси ГУН. Пилоподібна напруга надходить на інвертуючий вхід компаратора А1. Нахил "пили" залежить від ємності конденсатора CR і струму в ланцюзі виведення 2 мікросхеми. Можливість управління нахилом може бути використана, наприклад, для компенсації нестабільності напруги живлення.

Кожен імпульс ГУН встановлює тригер D2, що відключає, в стан балка. 1 на виході, дозволяючи таким чином відкривання транзисторів VT1 та VT2. Однак щоразу зможе відкритися лише один із них, оскільки рахунковий тригер D1 зі спадів імпульсів ГУН змінює стан. Вихідні сигнали компараторів А1 або А6 скидають тригер D2, що призводить до закриття відкритого транзистора.

Компаратор А1 має один інвертуючий і (на відміну від звичайних компараторів) два входи, що не інвертують. Як тільки миттєве значення "пили" на вході, що інвертує, перевищить менший з поданих на неинвертирующие входи рівнів напруги, сигнал з виходу компаратора скидає тригер D2. Таким чином, тривалість імпульсів на виходах ШІ-контролера залежить від напруги, поданої на висновок 4 мікросхеми - один з входів, що не інвертують, компаратора А1.

Другий неінвертуючий вхід цього компаратора задіяний у системі уповільненого (м'якого) старту контролера. Після включення живлення конденсатор Css розряджений і заряджається витікаючим з виведення 15 струмом 6 мкА Нижній рівень пилкоподібної напруги на вході, що інвертує компаратора А1 - 1,8 В. Починаючи з цього значення напруги на конденсаторі Css, на виході компаратора з'являються імпульси. У міру зарядки конденсатора їх тривалість, а з нею тривалість відкритого стану транзисторів VT1, VT2 збільшується. Як тільки напруга на конденсаторі Css перевищила напругу, подане на другий неінвертуючий вхід компаратора, "м'який" старт завершено, далі тривалість імпульсів залежить від напруги на виведенні 4 мікросхеми.

Компаратор А2 включений таким чином, що обмежує напругу на конденсаторі Css на рівні 5 В. Так як напруга на виході ГПН може досягати 5,5, встановивши відповідний нахил "пилки", можна задати граничну тривалість відкритого стану вихідних транзисторів контролера.

Якщо логічний рівень на виході тригера D3 низький (зафіксована помилка), відкривання вихідних транзисторів контролера заборонено, а конденсатор Css розряджається струмом, що втікає 15 струмом 2 мкА. Через деякий час, коли напруга на конденсаторі Css знизиться до порога спрацьовування компаратора A3 (1,5), тригер D3 отримає сигнал установки в стан високого рівня на виході. Але тригер зможе перейти в цей стан тільки у випадку, якщо рівні на всіх чотирьох входах R високі. Ця особливість дозволяє утримувати закритими транзистори VT1 ​​і VT2, доки не усунуті всі причини блокування контролера. Датчиками помилок є компаратори А4-А7, а також вбудований в стабілізатор зразкової напруги U1 датчик струму його навантаження з порогом спрацьовування 10 мА.

Компаратори А4 і А5 подають сигнали, що переводять тригер D3 в стан помилки, якщо напруга на вході першого (висновок 7) вище, а на вході другого (висновок 6) нижче зразкової напруги, що формується стабілізатором U1, 2,5 В. Компаратор А7 спрацьовує при зниженні напруги живлення мікросхеми до 10,5 В. Для фіксації помилки достатньо спрацьовування одного із названих компараторів.

Особливе становище займає компаратор А6. Він призначений динамічного обмеження струму в ланцюгах інвертора. Обидва входи компаратора з'єднані із зовнішніми висновками мікросхеми, яке вихід - з входом скидання тригера D2. Спрацювання компаратора А6 призводить до негайного закриття відкритого в даний момент вихідного транзистора, причому нормальний режим буде відновлено (за умови усунення причини спрацьовування захисту) з черговим імпульсом ГУН без "м'якого" старту.

Схема СУ зображена на рис. 13.

(Натисніть для збільшення)

Розглянуті раніше вузли датчика струму (див. рис. 10) та формувача вихідних імпульсів (див. рис. 11) на ній не показані. У СУ задіяно лише один із двох виходів ШІ-контролера DA5. Так як контролер двотактний, коефіцієнт заповнення імпульсів на одному виході за жодних обставин не перевищує 0,5, що і потрібно для нормальної роботи однотактного інвертора.

Для живлення БО використано дві обмотки трансформатора Т1 (див. рис. 1) на напругу 20 В кожна. Змінна напруга з обмотки II надходить на діодний міст VD1, а випрямлене і згладжене конденсатором С1 негативне - на вхід стабілізатора DA1, з виходу якого знімають стабілізовану напругу -15 для живлення мікросхем БУ До тієї ж обмотці II підключений помножувач напруги на діодах VD3 , що дає нестабілізовану напругу 6 В, що подається у зварювальний ланцюг, коли дуга не горить.

Змінна напруга з обмотки III трансформатора Т1 через фільтр L1L2C3C29, що захищає від імпульсних перешкод, надходить на діодний міст VD30 і далі через діод VD26 на стабілізатор DA27. З виходу останнього знімають напругу 6 для живлення мікросхем БО, воно ж служить вхідним для стабілізатора DA15, напругою 7 з виходу якого живлять ТТЛ-мікросхему формувача вихідних імпульсів (див. рис. 5).

Випрямлена мостом VD26 напруга подана через дільник напруги на резистори R45-R48 та на входи компараторів А4 та А5 контролера DA5. Цим забезпечено блокування ІІСТ при виході напруги за допустимі межі. Регулювання підстроювального резистора R48 домагаються, щоб вона відбувалася при виході напруги з інтервалу 205...242 В. Конденсатори С24 і С25 служать додатковим захистом від імпульсних перешкод.

Компаратор на ОУ DA2.1 порівнює напругу на конденсаторі "м'якого" старту С26 зі зразковим виведенням 10 контролера. Якщо контролер у робочому стані, напруга на конденсаторі більша за зразкову (2,5 В), негативною напругою з виходу ОУ DA2.1 транзистор VT3 закритий, світлодіод HL1 (див. рис. 1) не горить. В іншому випадку компаратор DA2.1 переходить у стійке, завдяки позитивному зворотному зв'язку через резистор R15 і діод VD14 стан з позитивною напругою на виході, що відкриває транзистор VT3. Світлодіод HL1, що загорівся (див. рис.1) сигналізує, що ІІСТ припинив працювати через вихід мережевої напруги за допустимі межі. У момент включення ІІСТ в мережу вузол на ОУ DA2.2 генерує негативний імпульс, що надходить на вхід ОУ DA2.1, що не інвертує, і забороняє спрацьовування сигналізації до завершення перехідних процесів і "м'якого" старту інвертора.

Напруга 10 на виході стабілізатора DA8 встановлюють підстроювальним резистором R62. На вхід цього стабілізатора напруга надходить через три з'єднані паралельно резистора R55-R57. Падіння напруги на них пропорційно споживаному стабілізатором та його навантаженням струму. Якщо його значення менше приблизно 7 мА, напруга на виході ОУ DA4.2 стає негативним, що призводить до зменшення до нуля (завдяки діодам VD30, VD31) напруги на виведенні 4 ШІ-контролера DA5 та блокування останнього.

Таким чином контролюють підключення до ІІСТ виносного пульта управління, що дозволяє регулювати струм зварювальний з робочого місця зварювальника. Якщо пульт не підключений або несправний, зменшення на 5 мАтока, що споживається по ланцюгу 10 В, викликане відключенням змінного резистора R2 (див. рис. 1), не буде компенсовано струмом, що споживається пультом, що призведе до спрацьовування захисту. Перемикач S1 зображено на схемі для кращого розуміння роботи пристрою. Він умовно замінює контакти розташованого поза платою БО реле, що перемикає ІВСТ на дистанційне керування.

Напруга з виходу датчика струму (див. рис. 10) через фільтр R43C21 надходить на висновок 8 контролера DA5 - один із входів компаратора А6. На другий вхід компаратора (висновок 9) подано з резистивного дільника R38R40 напруга 1,7 Ст. Динамічний струмовий захист спрацьовує після того, як струм транзисторів інвертора перевищить 45 А.

На ОУ DA3.4 зібрано вузол накопичувача струмового захисту. Дільник напруги R25VD19R26 задає поріг його спрацьовування, що відповідає струму силових транзисторів інвертора приблизно 50 А. Поки це значення не перевищено, діод VD21 відкритий, напруга на вході, що інвертує ОУ DA3.4 і конденсаторі С15 дорівнює пороговому. Діоди VD20 і VD24 закриті, і накопичувач не впливає на роботу ИИСТ.

При перевищенні порогу на виході ОУ DA3.4 буде сформовано негативний імпульс, через резистор R34 частково розрядить конденсатор С16. Тривалість імпульсу залежить від постійного часу ланцюга R32C15. Якщо струмові навантаження надто часто, конденсатор С16 розрядиться настільки, що відкриється діод VD24. Це призведе до зменшення напруги на виведенні 9 контролера DA5 та тимчасового зниження порога спрацьовування динамічного струмового захисту.

Крім вузла струмового захисту, напруга з виходу датчика струму силових транзисторів інвертора (див. рис. 10) подано до системи регулювання та стабілізації зварювального струму. Через інвертуючий підсилювач на ОУ DA3.1, ланцюг VD16C13 і резистор R22 воно надходить на вхід ОУ DA3.2 і тут алгебраїчно підсумовується з движка змінного резистора R2 (див. рис. 1) або пульта дистанційного управління. Посилений ОУ DA3.2 сигнал помилки через інвертуючий повторювач на ОУ DA3.3, дільник напруги R28R29 та діод VD22 прикладений до виведення 4 контролера DA5 - входу його компаратора А1. Стабілітрон VD17 не допускає позитивних значень напруги на виході ОУ DA3.2, а негативні обмежує на рівні -10 Ст.

За допомогою підстроювального резистора R37 на виведенні 4 контролера DA5 встановлюють напругу 1,8, відповідне мінімальної тривалості вихідних імпульсів. Підстроювальними резисторами R42 і R44 регулюють частоту і шпаруватість імпульсів ШІ-контролера. Вузол на ОУ DA4.1 автоматично збільшує частоту при зварювальному струмі менше 25...30 А, щоб не допустити переривання струму зварювального ланцюга. Це дозволяє зменшити індуктивність, а отже, розміри та масу дроселя L1 (див. рис. 1). Підвищують частоту подачею через стабілітрон VD23, резистор R39 і діод VD25 додаткового струму в ланцюг контролера DA5.

Якщо не вжити заходів, відсутність навантаження (при погашеній дузі) напруга на виході ІІСТ внаслідок впливу паразитної індуктивності трансформатора і монтажу може зростати до небезпечної величини. Тому інверторну частину ІІСТ в цьому режимі відключають, а до зварювальних електродів через резистор R1 і діод VD2 прикладають "чергову" напругу від згадуваного вище помножувача на діодах VD3-VD6.

Поки напруга в зварювальному ланцюзі перевищує сумарну напругу стабілізації VD8 і VD9 стабілізації, транзистор VT1 відкритий і шунтує світлодіод оптрона U1. Транзистор оптрона закритий, a VT2 - відкритий і підтримує (через діод VD13) майже нульовою напругою на виведенні 4 ШІ-контролера DA5, блокуючи останній.

При замиканні зварювальних електродів напруга між ними падає, в результаті транзистор VT1, закрившись, дозволяє струму текти через світлодіод оптрона U1. Викликане цим відкривання транзистора оптопари U1 призводить до закриття транзистора VT2 і діода VD13. У цьому стані ШІ-контролер працює нормально, поки напруга між зварювальними електродами знову не перевищить приблизно 40 В і ШІ-контролер знову не буде заблокований. Це відбувається наприкінці сеансу зварювання внаслідок значного зростання довжини дугового проміжку. Примусове гасіння дуги обмежує її максимальну довжину, усуваючи при цьому необхідність у надмірному збільшенні вихідної потужності ІІСТ.

Температурний режим потужних транзисторів інвертора контролюють за допомогою укріпленого на їх тепловідведення перетворювача температури струм ВК1 (див. рис.1). Напруга, пропорційна температурі тепловідведення, знімають з резистора R67 і подають на два компаратори - ОУ DA4.3 та DA4.4. Конденсатор C38 відфільтровує перешкоди. Пороги спрацьовування компараторів задано резистивним дільником напруги R64, R69-R71.

При перевищенні порога, що відповідає температурі +50 °С, негативна напруга з виходу DA4.4 ОУ через резистор R73 відкриває транзистор VT4. Реле К2 (див. рис. 1) спрацьовує, включаючи вентилятор блоку. Якщо температура продовжує зростати і досягає +85 °С, негативна напруга вже з виходу ОУ DA4.3 через діод VD18 надходить у ланцюг управління зварювальним струмом, зменшуючи його до 5 А. Після остигання транзисторів та їх тепловідведення нормальну роботу ІІСТ буде автоматично відновлено.

Магнітопроводи дроселів L1-L3 - феритові кільця зовнішнім діаметром 10 мм із початковою магнітною проникністю 1000...2000. Обмотки намотані один шар виток до витку звичайним ізольованим монтажним проводом перетином 0,1 мм2.

література

1. Воронін П. Силові напівпровідникові ключі. - М: Додека-XXI, 2001, с. 71-77.
2. Бас А., Міловзоров В., Мусолін А. Джерела вторинного електроживлення з безтрансформаторним входом. - М: Радіо і зв'язок, 1987, с. 43.
3. Найвальт Г. Джерела електроживлення радіоелектронної апаратури. - М: Радіо і зв'язок, 1986, с. 75,76, 406-407, 466-472.
4. Міловзоров В. Електромагнітна техніка. - М: Вища школа, 1966, с. 19, 20.
5. Миронов А. Магнітні матеріали та магнітопроводи для імпульсних джерел живлення. – Радіо, 2000, № 6, с. 53, 54.
6. Володін В. Зварювальний трансформатор: розрахунок та виготовлення. – Радіо, 2002, № 11, с. 35, 36.

Автор: В.Володін, м.Одеса, Україна

Дивіться інші статті розділу зварювальне обладнання.

Читайте та пишіть корисні коментарі до цієї статті.

<< Назад

Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:

Запрацювала найвища у світі астрономічна обсерваторія 04.05.2024

Дослідження космосу та її таємниць - це завдання, яка привертає увагу астрономів з усього світу. У свіжому повітрі високих гір, далеко від міських світлових забруднень, зірки та планети розкривають свої секрети з більшою ясністю. Відкривається нова сторінка в історії астрономії із відкриттям найвищої у світі астрономічної обсерваторії – Атакамської обсерваторії Токійського університету. Атакамська обсерваторія, розташована на висоті 5640 метрів над рівнем моря, відкриває нові можливості для астрономів у вивченні космосу. Це місце стало найвищим для розміщення наземного телескопа, надаючи дослідникам унікальний інструмент вивчення інфрачервоних хвиль у Всесвіті. Хоча висотне розташування забезпечує більш чисте небо та менший вплив атмосфери на спостереження, будівництво обсерваторії на високій горі є величезними труднощами та викликами. Однак, незважаючи на складнощі, нова обсерваторія відкриває перед астрономами широкі перспективи для дослідження. ...>>

Управління об'єктами за допомогою повітряних потоків 04.05.2024

Розвиток робототехніки продовжує відкривати перед нами нові перспективи у сфері автоматизації та управління різними об'єктами. Нещодавно фінські вчені представили інноваційний підхід до управління роботами-гуманоїдами із використанням повітряних потоків. Цей метод обіцяє революціонізувати способи маніпулювання предметами та відкрити нові горизонти у сфері робототехніки. Ідея управління об'єктами за допомогою повітряних потоків не є новою, проте донедавна реалізація подібних концепцій залишалася складним завданням. Фінські дослідники розробили інноваційний метод, який дозволяє роботам маніпулювати предметами, використовуючи спеціальні повітряні струмені як "повітряні пальці". Алгоритм управління повітряними потоками, розроблений командою фахівців, ґрунтується на ретельному вивченні руху об'єктів у потоці повітря. Система керування струменем повітря, що здійснюється за допомогою спеціальних моторів, дозволяє спрямовувати об'єкти, не вдаючись до фізичного. ...>>

Породисті собаки хворіють не частіше, ніж безпородні 03.05.2024

Турбота про здоров'я наших вихованців – це важливий аспект життя кожного власника собаки. Однак існує поширене припущення про те, що породисті собаки більш схильні до захворювань у порівнянні зі змішаними. Нові дослідження, проведені вченими з Техаської школи ветеринарної медицини та біомедичних наук, дають новий погляд на це питання. Дослідження, проведене в рамках Dog Aging Project (DAP), що охопило понад 27 000 собак-компаньйонів, виявило, що чистокровні та змішані собаки в цілому однаково часто стикаються з різними захворюваннями. Незважаючи на те, що деякі породи можуть бути більш схильні до певних захворювань, загальна частота діагнозів у обох груп практично не відрізняється. Головний ветеринарний лікар Dog Aging Project, доктор Кейт Криві, зазначає, що існує кілька добре відомих захворювань, що частіше зустрічаються у певних порід собак, що підтримує думку про те, що чистокровні собаки більш схильні до хвороб. ...>>

Випадкова новина з Архіву Пугало може бігати і плавати 15.04.2002 Два ірландські студенти сконструювали робот, який бігає по проводах високовольтних ліній і розлякує сиреною та лампою-спалахом птахів, що сидять на проводах. Енергію для своїх дій робот бере від самих дротів через індукційну котушку. Стверджують, що пташиний послід шкодить дротам і пташок треба ганяти. А в США випробовується робот-крокодил для розлякування пеліканів, які на півдні країни нападають на рибальські ставки і виїдають їх дощенту. Зелене плавуче лякало несе на спині сонячну батарею, що дає енергію для плавання. Штучний крокодил може навіть обстрілювати птахів струменем води.

Інші цікаві новини:

▪ Жири згоряють вечорами

▪ Голос керує побутовою технікою

▪ Комп'ютер читає думки

▪ Жінки виграють у шахи частіше за чоловіків

▪ Бюджетний чіп для Jelly Bean від Broadcom

Стрічка новин науки та техніки, новинок електроніки

Цікаві матеріали Безкоштовної технічної бібліотеки:

▪ розділ сайту Підсилювачі потужності. Добірка статей

▪ стаття Трубка із дроту. Поради домашньому майстру

▪ статья Який математик осягав основи науки з шпалер в кімнаті? Детальна відповідь

▪ стаття Айован запашний. Легенди, вирощування, способи застосування

▪ стаття Заряджання акумуляторів асиметричним струмом. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

▪ стаття Модулятор на варикапах Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки

Залишіть свій коментар до цієї статті:

All languages ​​of this page

Arabic	Hebrew	Polish
Bengali	Hindi	Portuguese
Chinese	Italian	Spanish
English	Japanese	Turkish
French	Korean	Ukrainian
German	Malay	Vietnamese

Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт

www.diagram.com.ua
2000-2024