|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Квазірезонансний перетворювач напруги. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Блоки живлення Стаття розповідає про досить перспективний вид перетворювача напругу - квазірезонансну. Цей пристрій забезпечує виключно високий ККД перетворення, допускає регулювання вихідної напруги та її стабілізацію, стійко працює при варіації потужності навантаження. У сучасних мережевих блоках живлення – різної апаратури широко використовують транзисторні перетворювачі напруги. Їх переваги перед трансформаторними блоками загальновідомі - менші габарити і зниження витрати міді при тій же потужності, що віддається, що з лишком окупає їх складність, особливо в серійному виробництві. Чим більша робоча частота перетворення, тим вищі його економічні показники. Однак зі збільшенням частоти перемикання транзисторів збільшуються комутаційні втрати і відповідно знижується ККД перетворювача. Значення комутаційних втрат будь-якого перетворювача визначають в основному два фактори - наявність наскрізного струму та значний час закривання потужних перемикальних транзисторів при великому колекторному струмі. Час їхнього відкривання, як правило, у сім-десять разів менший і істотного впливу на ККД не надає. Наскрізний струм виникає при перемиканні транзисторів у мостових та напівмостових перетворювачах. Він протікає тоді, коли транзистор одного плеча перетворювача вже відкрито, а іншого ще встиг закритися. Для усунення цього явища процес перемикання розбивають на два етапи. Спочатку забезпечують закривання транзистора одному з плечей, та був, через 3...5 мкс (типовий час закривання потужних транзисторів), - відкривання у іншому. Цей спосіб використовують у перетворювачах із зовнішнім збудженням, але він не застосовується в автогенераторних. Тривале закривання при великому колекторному струмі призводить до того, що в цей час на транзисторі, що закривається, виділяється марна потужність, середнє значення якої виражає формула: P=Im*Um*F*tзакр/6, де Im - колекторний струм транзистора до початку закривання;
Існують різні схемні рішення, що дозволяють форсувати процес закривання, проте вони вимагають додаткових енергетичних витрат і зменшують час закривання, у кращому разі не більше ніж удвічі від паспортного, а часто лише допомагають утриматися на рівні цього значення. Крім комутаційних, є втрати потужності через падіння напруги на відкритому транзисторі, але вони залежать лише від вибору транзисторів і в мережевих перетворювачах не перевищують 0,5 ... 1% перетворюваної потужності. Вся різноманітність існуючих перетворювачів напруги, як із зовнішнім збудженням, так і автогенераторних, можна умовно розбити на кілька видів за характером колекторного струму та напруги в момент комутації. Перший і найпоширеніший - імпульсний, для якого характерний максимальний колекторний струм на момент закривання транзисторів і максимальна колекторна напруга після. У такому перетворювачі діють обидві складові комутаційних втрат, тому при робочій частоті 15...25 кГц на них припадає 8...15 % потужності, що перетворюється. Незважаючи на це, імпульсні перетворювачі найбільш поширені завдяки простоті реалізації та гнучкості управління вихідною напругою, що дозволяє поєднувати перетворення напруги з її стабілізацією. Другий вид – резонансний перетворювач. Спрощеним прикладом може бути звичайний LC-генератор з трансформаторним зворотним зв'язком і ланцюгом автоматичного зміщення. Реактивні елементи колекторного ланцюга розраховують так, щоб перед закриттям транзистора його колекторний струм зменшувався майже до нуля, або відразу після закривання колекторна напруга була дуже мало. Це дозволяє знизити загальні втрати на перемикальних транзисторах до 1 ...2 % від потужності, що перетворюється, і зменшити рівень радіоперешкод в порівнянні з імпульсним перетворювачем. Однак резонансні перетворювачі надійно працюють тільки в режимі автогенератора, не допускають можливості регулювання вихідної напруги та значного відхилення опору навантаження від розрахункового значення. Загалом у системі перетворювач-стабілізатор вони програють імпульсним ККД, оскільки вимагають окремого стабілізатора. Цікавий і незаслужено мало поширений третій вид - квазірезонансний, який значною мірою позбавлений недоліків обох попередніх. Ідея створення такого перетворювача не нова, але практична реалізація стала доцільною порівняно недавно після появи потужних високовольтних транзисторів, що допускають значний імпульсний струм колектора при напрузі насичення близько 1,5 В. Головна відмінна риса та основна перевага цього виду джерела живлення - високий ККД перетворювача напруги, що досягає 97...98 % без урахування втрат на випрямлячі вторинного ланцюга, що в основному визначає струм навантаження. Високий ККД у ряді випадків взагалі позбавляє необхідності застосовувати тепловідведення для потужних транзисторів перетворювача, що дозволяє значно зменшити розміри апаратури, не кажучи вже про інші переваги економічного характеру. Від звичайного імпульсного перетворювача, у якого на момент закривання перемикальних транзисторів струм, що протікає через них, максимальний, квазірезонансний відрізняється тим, що на момент закривання транзисторів їх колекторний струм близький до нуля. Причому зменшення струму на момент закривання забезпечують реактивні елементи пристрою. Від резонансного він відрізняється тим, що частота перетворення не визначається резонансною частотою колекторного навантаження. Завдяки цьому можна регулювати вихідну напругу зміною частоти перетворення та реалізовувати стабілізацію цієї напруги. Докладніше принцип роботи напівмостового квазірезонансного перетворювача пояснимо за спрощеною схемою, представленою на рис. 1,а. Діаграми струму і напруги в характерних точках в режимі роботи показані на рис. 1, б. Для простоти припустимо, що час перемикання транзисторів дуже мало; це спрощення, як показала практика, впливає достовірність діаграм.
Припустимо, що значення параметрів елементів задовольняють співвідношенням: LТ>>L1 і Fпт Розгляд почнемо з моменту, коли відкривається транзистор VT1 і через нього, а також через дросель L1 і первинну обмотку трансформатора Т1 починає заряджатися конденсатор С1. У цей момент напруга на конденсаторі С2 та навантаженні Rн менше напруги (Uпіт-Uc1)n-UD, де Uc1 - напруга на конденсаторі С1; n – коефіцієнт трансформації трансформатора Т1; UD - пряме падіння напруги на випрямлювальному діоді VD1 (або VD2). При цьому діод VD1 відкритий і через нього проходить струм заряджання конденсатора С2. Заряджаючи, конденсатор С2 шунтує вторинну обмотку трансформатора Т1, тому швидкість зарядки конденсатора С1 визначається його власною ємністю та малою індуктивністю дроселя L1 і не залежить від індуктивності первинної обмотки трансформатора. Так як у міру зарядки конденсатора напруга на первинній обмотці зменшується, а на конденсаторі С2 збільшується, то в момент t діод VD1 закривається і в ланцюг зарядки конденсатора С1 включається велика індуктивність первинної обмотки ненавантаженого трансформатора Т1. При цьому струм через відкритий транзистор VT1 стрибком зменшується до значення струму первинної обмотці, до цього моменту ще незначного, так як Lт>>L1. Таким чином, з моменту t1 до моменту перемикання транзисторів t2 збільшення колекторного струму визначено індуктивністю первинної обмотки ненавантаженого трансформатора, яку вибирають досить великий. Фактично стан ланцюга на момент перемикання відповідає режиму холостого ходу. У реальних ланцюгах роль дроселя L1 може виконувати індуктивність розсіювання трансформатора. Після закривання транзистора VT1 та відкривання VT2 відбувається розрядка конденсатора С1. Струм через дросель та обмотку I трансформатора протікає у протилежному напрямку, але процеси йдуть за тими ж законами. Необхідна умова існування описаного режиму - швидкість зменшення напруги на конденсаторі С2 при його розрядці через опір навантаження після закривання діодів повинна бути меншою за швидкість зменшення напруги на первинній обмотці трансформатора в цей же період часу, тоді випрямні діоди залишаються закритими до чергового перемикання транзисторів. Для забезпечення мінімальних втрат потужності пряме падіння напруги на відкритому транзисторі має бути мінімальним за будь-якого допустимого робочого струму колектора. Однак підтримувати для цього максимальний струм Основи протягом всього півперіоду роботи цього транзистора енергетично невигідно, та й потреби в цьому немає. Достатньо забезпечити пропорційність базового струму колекторному; таке управління називають пропорційно-струмовим.
Оскільки до моменту закривання транзистора реактивні елементи знижують до мінімуму струм колектора, базовий струм буде мінімальним і, отже, час закривання транзистора зменшується до значення часу його відкривання. Таким чином, повністю знімається проблема наскрізного струму, що виникає при перемиканні. Інакше висловлюючись, використання квазирезонансного режиму разом із пропорційно-струмовим управлінням дозволяє практично повністю позбутися комутаційних втрат. Нижче описані два практичні варіанти мережевого блоку живлення з квазірезонансним перетворювачем і пропорційно-струмовим управлінням. Виготовлення цих блоків не викликає великих труднощів у радіоаматорів і дозволить оцінити всі переваги перетворювача. Стабілізований блок вже понад два роки працює у високочастотному частотомірі та нарікань не викликає. На рис. 2 показано принципову схему автогенераторного нестабілізованого блоку живлення.
Основна частка втрат потужності в блоці падає на нагрівання випрямних діодів вторинного ланцюга, а ККД самого перетворювача такий, що немає потреби в тепловідведення для транзисторів. Потужність втрат кожному з них вбирається у 0,4 Вт. Спеціального відбору транзисторів за якими параметрами також не потрібно. При замиканні виходу або перевищенні максимальної вихідної потужності генерація зривається, захищаючи транзистори від перегрівання та пробою. Фільтр, що складається з конденсаторів С1-С3 і дроселя L1L2, призначений для захисту мережі живлення від високочастотних перешкод з боку перетворювача. Запуск автогенератора забезпечує ланцюг R4C6 та конденсатор С5. Генерація коливань відбувається в результаті дії позитивної ОС через трансформатор Т1, а їх частоту визначають індуктивність первинної обмотки цього трансформатора і опір резистора R3 (при збільшенні опору частота збільшується). Обмотка IV трансформатора Т1 призначена для пропорційно-струмового управління транзисторами. Легко бачити, що потужний розділовий трансформатор Т2 та ланцюги управління перемикачами транзисторами (трансформатор Т1) розділені, що дозволяє значно послабити вплив паразитних ємності та індуктивності трансформатора Т2 на формування базового струму транзисторів. Діоди VD5 та VD6 обмежують напругу на конденсаторі С7 в момент запуску перетворювача, поки конденсатор С8 заряджається до робочої напруги. При налагодженні пристрою необхідно переконатися, що перетворювач працює в квазірезонансному режимі. Для цього послідовно з конденсатором С7 включають тимчасовий резистор опором 1 ...3 Ом потужністю 2 Вт і, подавши сигнал цього резистора на вхід осцилографа, спостерігають на екрані форму імпульсів колекторного струму обох транзисторів при максимальному навантаженні. Це повинні бути імпульси дзвоноподібної форми, що різнополярно чергуються неперекриваються за часом. Якщо вони перекриваються, необхідно зменшити індуктивність дроселя L3, відмотавши 10...15 % витків, або зменшити частоту генерації перетворювача добіркою резистора R3. Зауважимо, що не всі осцилографи допускають проведення вимірювань у ланцюгах, гальванічно не розв'язаних від електричної мережі. Дросель L1L2 та трансформатор Т1 намотують на однакових кільцевих магнітопроводах К12х8х3 з фериту 2000НМ. Обмотки дроселя виконують одночасно, "в два дроти", проводом ПЕЛШО 0,25; число витків - 20. Обмотка I трансформатора Т1 містить 200 витків дроту ПЕВ-2 0.1, намотаних внавал, рівномірно по всьому кільцю. Обмотки II і III намотані "в два дроти" - 4 витки дроту ПЕЛШО 0,25; обмотка IV є витоком такого ж дроту. Для трансформатора Т2 використаний кільцевий магнітопровід К28х16х9 з фериту 3000НН. Обмотка I містить 130 витків дроту ПЕЛШО 0,25, покладених виток до витка. Обмотки II та III - по 25 витків дроту ПЕЛШО 0,56; намотування - "в два дроти", рівномірно по кільцю. Дросель L3 містить 20 витків дроту ПЕЛШО 0,25, намотаних на двох, складених разом кільцевих магнітопроводів К12х8х3 з фериту 2000НМ. Діоди VD7, VD8 необхідно встановити на тепловідведення площею розсіювання щонайменше 2 см2 кожен.
Описаний пристрій було розроблено для використання спільно з аналоговими стабілізаторами різні значення напруги, тому потреби в глибокому придушенні пульсації на виході блоку не виникало. Пульсації можна зменшити до необхідного рівня, скориставшись звичайними в таких випадках фільтрами LC, як, наприклад, в описаному нижче блоці. Схема стабілізованого блоку живлення на основі квазірезонансного перетворювача представлена на рис. 3. Вихідна напруга стабілізується відповідною зміною робочої частоти перетворювача.
Як і в попередньому блоці, потужні транзистори VT1 і VT2 тепловідводів не потребують. Симетричне управління цими транзисторами реалізовано за допомогою окремого генератора, що задає імпульсів, зібраного на мікросхемі DD1. Тригер DD1.1 працює у власне генераторі. Імпульси мають постійну тривалість, задану ланцюгом R7C12. Період змінюється ланцюгом ОС, в яку входить оптрон U1, так що напруга на виході блоку підтримується постійним. Мінімальний період задає ланцюг R8C13. Тригер DD1.2 ділить частоту проходження цих імпульсів на два, і напруга форми "меандр" подається з прямого виходу на транзисторний підсилювач струму VT4VT5. Далі посилені струмом управляючі імпульси диференціює ланцюг R2C7, а потім, вже укорочені до тривалості приблизно 1 мкс, вони надходять через трансформатор Т1 в базовий ланцюг транзисторів VT1, VT2 перетворювача. Ці короткі імпульси служать лише перемикання транзисторів - закривання однієї з них і відкривання іншого. Базовий струм відкритого керуючим імпульсом транзистора підтримує дію позитивної ОС струмом через обмотку IV трансформатора Т1. Резистор R2 служить також для демпфування паразитних коливань, що виникають в момент закривання випрямних діодів вторинного ланцюга, у контурі, утвореному міжвитковою ємністю первинної обмотки трансформатора Т1, дроселем L3 і конденсатором С8. Ці паразитні коливання можуть викликати некероване перемикання транзисторів VT1, VT2. Описаний варіант управління перетворювачем дозволяє зберегти пропорційно-струме управління транзисторами і в той же час регулювати частоту їх перемикання з метою стабілізації вихідної напруги. Крім того, основна потужність від генератора збудження споживається тільки в моменти перемикання потужних транзисторів, тому середній струм, який споживається ним, малий - не перевищує 3 мА з урахуванням струму стабілітрона VD5. Це і дозволяє живити його від первинного ланцюга через резистор R1, що гасить. Транзистор VT3 працює як підсилювач напруги сигналу управління подібно до того, як у компенсаційному стабілізаторі. Коефіцієнт стабілізації вихідної напруги блоку прямо пропорційний статичному коефіцієнту передачі струму цього транзистора. Застосування транзисторного оптрона U1 забезпечує надійну гальванічну розв'язку вторинного ланцюга від мережі і високу перешкодозахисність по входу управління генератора, що задає. Після чергового перемикання транзисторів VT1, VT2 починає заряджатися конденсатор С10 і напруга на базі транзистора VT3 починає збільшуватися, колекторний струм теж збільшується. В результаті відкривається транзистор оптрона, підтримуючи в розрядженому стані конденсатор С13 генератора, що задає. Після закриття випрямних діодів VD8, VD9 конденсатор С10 починає розряджатися на навантаження і напруга на ньому падає. Транзистор VT3 закривається, у результаті починається зарядка конденсатора С13 через резистор R8. Як тільки конденсатор зарядиться до напруги перемикання тригера DD1.1, його прямому виході встановиться високий рівень напруги. У цей момент відбувається чергове перемикання транзисторів VT1, VT2, а також розрядка конденсатора С13 через транзистор оптрону, що відкрився. Починається черговий процес підзарядки конденсатора С10, а тригер DD1.1 через 3...4 мкс знову повернеться в нульовий стан завдяки малому постійному часу ланцюга R7C12, після чого весь цикл управління повторюється, незалежно від того, який з транзисторів - VT1 або VT2 - відкритий у поточний напівперіод. При включенні джерела, в початковий момент, коли конденсатор С10 повністю розряджений, струму через світлодіод оптрона немає, частота генерації максимальна і визначена в основному постійного часу R8C13 ланцюга (постійна часу ланцюга R7C12 в кілька разів менше). При зазначених на схемі номінала цих елементів ця частота буде близько 40 кГц, а після її поділу тригером DD1.2 - 20 кГц. Після зарядки конденсатора С10 до робочої напруги в роботу вступає стабілізуюча петля ОС на елементах VD10, VT3, U1, після чого частота перетворення вже залежатиме від вхідної напруги і струму навантаження. Коливання напруги на конденсаторі С10 згладжує фільтр L4C9. Дроселі L1L2 та L3 - такі ж, як у попередньому блоці. Трансформатор Т1 виконаний на двох складених разом кільцевих магнітопроводів К12х8х3 з фериту 2000НМ. Первинна обмотка намотана внавал рівномірно по всьому кільцю і містить 320 витків дроту ПЕВ-2 0,08. Обмотки II і III містять по 40 витків дроту ПЕЛШО 0,15; їх намотують "у два дроти". Обмотка IV складається з 8 витків дроту ПЕЛШО 0,25. Трансформатор Т2 виконаний на кільцевому магнітопроводі К28х16х9 з фериту 3000НН. Обмотка 1-120 витків дроту ПЕЛШО 0,15, а II і III - по 6 витків дроту ПЕЛШО 0,56, намотаних "у два дроти". Замість дроту ПЕЛШО можна використовувати провід ПЕВ-2 відповідного діаметра, але при цьому між обмотками необхідно прокладати два-три шари лакоткані. Дросель L4 містить 25 витків дроту ПЕВ-2 0,56, намотаних на кільцевий магнітопровід К12х6х4,5 з фериту 100НН1. Підійде також будь-який готовий дросель індуктивністю 30...60 мкГн на струм насичення не менше 3 А та робочу частоту 20 кГц. Усі постійні резистори - МЛТ. Резистор R4-підстроювальний, будь-якого типу. Конденсатори С1-С4, С8 - К73-17, С5, С6, С9, С10-К50-24, решта-КМ-6. Стабілітрон КС212К можна замінити на КС212Ж чи КС512А. Діоди VD8, VD9 необхідно встановити на радіатори площею розсіювання щонайменше 20 см2 кожен. Для налагодження блоку необхідно підключити паралельно резистори R1 тимчасовий резистор опором 1 кОм потужністю 0,25-1 Вт і, не підключаючи навантаження, подати на вхід блоку постійну або змінну напругу амплітудою 15...20 В, а на вихід - постійна напруга 5 у відповідній полярності. Двигун резистора R4 встановити в нижнє за схемою положення. Вхід Y осцилографа підключають до колектора та емітера транзистора VT2. На екрані повинні бути видно прямокутні імпульси зі шпаруватістю 2 (меандр) амплітудою 14...19 В і частотою 20 кГц. Якщо при переміщенні движка резистора R4 вгору відбувається зменшення частоти, а потім зрив коливань, то вузол стабілізації працює нормально. Встановивши резистором R4 частоту в межах 3...5 кГц, відключають живлення від входу та виходу, знімають тимчасовий резистор. До виходу блоку підключають еквівалент навантаження, а вхід - до мережі і встановлюють резистором R4 вихідну напругу. ККД обох блоків можна підвищити, якщо замість діодів КД213А використовувати діоди Шотки, наприклад, будь-які серії КД2997. У цьому випадку тепловідведення для діодів не потрібні. література:
Автор: Є.Коновалов
Машина для проріджування квітів у садах
02.05.2024 Удосконалений мікроскоп інфрачервоного діапазону
02.05.2024 Пастка для комах
01.05.2024
▪ Виведена корова розміром із собаку ▪ Математика краще вивчається у грі ▪ Нові технології для комутованих мереж ▪ Штучна сітківка на фотоелементах
▪ розділ сайту Регулятори потужності, термометри, термостабілізатори. Добірка статей ▪ стаття Погибоша, акі обрі. Крилатий вислів ▪ стаття Що таке Загадка Нілу? Детальна відповідь ▪ стаття Аеросан Тріумф. Особистий транспорт
Коментарі до статті: Олександр Біломісних Збирав я цей перетворювач колись давно. Єдина проблема – не запускається. Довелося запустити додати схему на транзисторі кт315г. А так схема працездатна.
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page