|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Трансівер DM-2002. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Цивільний радіозв'язок "У хорошій конструкції "дрібниць" немає, і навіть блок живлення вимагає такої ж уваги, як і основний тракт", - вважає автор цього трансівера Кір Пінеліс (YL2PU). Багатьом відомі його попередні конструкції короткохвильових трансіверів - "Largo-91" та "D-94". У своїй новій розробці автору вдалося домогтися характеристик приймального тракту порівнянних, а в чомусь і переважаючих характеристики найкращих професійних приймачів. Досвід показав, що виготовити хороший трансівер можна і в домашніх умовах. Багаторічна праця автора допоможе радіоаматору середньої кваліфікації побудувати хороший радіоприймальний тракт. Перш ніж приступити до повторення цього трансівера, ще раз освіжіть у пам'яті деякі теоретичні передумови [1-3], які лягли в основу побудови його приймального тракту. Увага автора була зосереджена на отриманні високих динамічних характеристик приймача, як основних, враховуючи сучасну завантаженість радіоаматорського ефіру (на жаль, не лише аматорськими станціями) та більшу щільність станцій у деяких містах. Пропонований варіант трансівера був розроблений автором на основі рекомендацій щодо побудови високоякісного приймального тракту, викладених у [1, 2], а саме: а) будувати тракт лише з одним перетворенням частоти; б) до першого фільтра основної селекції повинно забезпечуватись мінімально необхідне посилення з дотриманням лінійності у всьому діапазоні сигналу; в) жодних регулювань та нелінійних елементів до першого ФОС; г) лише пасивні високорівневі балансні змішувачі; д) рівень шуму власного гетеродина повинен бути нижчим від шумової доріжки приймального тракту, як мінімум, на 3 дБ; е) застосовувати високоякісні фільтри для основної селекції, а на вході приймача діапазонні, а також високоякісні, фільтри з відношенням частот менше 1:2; ж) для забезпечення високих параметрів динаміки забезпечити таку ж високу селективність (>140 дБ по сусідньому каналу) за умови дотримання мінімуму фазових шумів і послідовної селекції. При випробуваннях та вимірюванні основних параметрів трансівера, які проводили Peter Brecht (DL40BY) та Uwe Loebel (DL1DSL) у лабораторії фірми Stabo Elektronik GmbH&KoG у місті Hildesheim (Німеччина), були висловлені рекомендації щодо застосування змішувача надвисокого рівня та за особливостями його монтажу, що підвищити параметри блокування. Трансівер "DM-2002" дозволяє працювати телефоном (SSB) та телеграфом (CW) на будь-якому з дев'яти аматорських KB діапазонів. Основні технічні дані:
Невеликий теоретичний відступ... Відповідно до [3], односигнальний динамічний діапазон (DB0 найкраще характеризує роботу приймача в реальних умовах, оскільки дозволяє оцінити максимальний рівень перешкод, що погіршують прийом, і показує стійкість приймача до явищ "забиття" (блокування) та перехресної модуляції. DB1 обмежений знизу мінімальними шумами приймача: Рrf = (-174) + Frх + (101g Bp), де Frx – власні шуми приймача <10 дБ; Вp - ширина смуги фільтра основної селекції приймача Гц; а зверху - межами лінійної частини характеристики його каскадів IP3, тобто точкою початку зменшення сигналу на виході приймача (на 3 дБ) при досягненні сигналу на заваді свого максимального рівня. Для більшої наочності звернемося до рис. 1, взятому з [2].
Інтервал, що відокремлює точку IP3 від рівня власних шумів приймача Prf, повинен бути якнайбільше, так як він визначає два параметри - динамічний діапазон з блокування DB і динамічний діапазон з інтермодуляції DB3. DB1 – це діапазон лінійності динамічної характеристики приймача; DB3 - діапазон "безінтермодуляційної" обробки симетричного двотонового сигналу. Нижнім кордоном обох динамічних діапазонів є Prf. Динамічний діапазон інтермодуляції більш важливий, оскільки він визначається рівнем потужності Ps3 неминуче виникають в приймачі власних інтермодуляційних перешкод третього порядку, який збігається з Prf. При Ps3 = Prf рівень перешкод (шумових та інтермодуляційних) зростає на 3 дБ, що призводить до погіршення на ці 3 дБ порогової чутливості приймача. Пояснення до рис. 1:
Трансивер виконаний за схемою супергетеродина з одним перетворенням частоти. Його структурна схема наведена на рис. 2. Апарат складається з чотирнадцяти конструктивно закінчених функціональних вузлів А1-А14.
При прийомі сигнал з антени через один із фільтрів нижніх частот, що знаходяться у вузлі А1, і дволанковий атенюатор, розташований у вузлі А2, надходить у вузол A3. У вузлі A3 розташовані діапазонні смугові фільтри, загальні, як і ФНЧ, для роботи і прийом, і передачу. Далі сигнал надходить у вузол А4-1, де знаходяться перший змішувач трансівера, два каскади попереднього УПЧ, перший фільтр основної селекції, а також буферні каскади ПЧ, гетеродина та тракту передачі. Перший змішувач трансівера реверсивний, загальний для трактів прийому та передачі. На вибір оператора він може працювати в одному з двох режимів: пасивному або активному, з посиленням до +4 дБ. На змішувач через широкосмуговий підсилювач подається напруга гетеродина (VFO) синусоїдальної форми. Чому не меандр? Так, ідеальний меандр з фронтами менше 4 не був би поганий, якби... Ось тут і камінь спотикання! Отримання фронтів 4 не менш зі шпаруватістю одиниця, велика технічна проблема і всяка міні-індуктивність або міні-реактивність створює проблеми розповзання фронтів (це і монтаж і багато іншого ...). Також не слід забувати про просочування гармонік від цих "крутих" фронтів. Навіть якщо не буде прямого просочування, свій внесок у шуми тракту це привнесе, безсумнівно. Звісно, у промислових умовах усе це можна вирішити, але не в домашніх, на коліні... hi! Особливу увагу в приймальному тракті трансівера приділено оптимальному розподілу рівня сигналу по каскаду та отримання максимальних значень відношення сигнал/шум. Два каскади попередніх УПЧ, що стоять перед першим ФОС, компенсують сумарне згасання у ФНЧ, ДПФ та змішувачі. У трансівері застосована послідовна схема селекції сигналу ПЛ. Значним аргументом на користь такого рішення є рекомендація, наведена в [3]: "У правильно сконструйованому приймачі загасання ФОС за межами смуги пропускання має дорівнювати значенням односигнального ДД приймача. Збільшення однієї з цих величин без збільшення іншої практично марно. ... Далі, сумарний коефіцієнт посилення УПЧ має бути меншим за ослаблення ФОС за межами смуги пропускання, інакше сильні позасмугові сигнали посиляться разом зі слабкими корисними і створять перешкоду прийому". Іншими словами, щоб отримати рівень блокування сигналу (одно-сигнальний динамічний діапазон) в 130...140 дБ, ФОС також повинен забезпечувати ослаблення за смугою пропускання в 130...140 дБ (хоча каналами ±5... 10 кГц від сигналу). Відповідно, що більше цифра блокування, то більше вписувалося показники по DB3. Як бачимо, з одним фільтром вирішити це завдання неможливо. Вихід у наступному: зробити посилення по ПЧ трохи більше 50...60 дБ, але в виході тракту, як елемент зв'язку між ПЧ і детектором, поставити другий фільтр, причому середній " підчисточний " , а повноцінний, аналогічний першому ФОС. Цілком природно, що характеристики фільтрів мають бути ідентичними. За грубими підрахунками, при позасмуговому згасанні фільтра, наприклад, в 80 дБ, і посилення ПЧ = 50 дБ, від селекції першого фільтра залишається тільки 30 дБ, що явно мало для тракту. Але коли вмикаємо ще один такий самий фільтр, отримуємо 30+80=110 дБ. У трансівері з фільтрами, виготовленими автором, вибірковість по сусідньому каналу (при розладі ±5 кГц від лінії) становила 150 дБ. Така практика побудови тракту ПЧ використовується автором вже у третій розробці. Отже, після першого ФОС і наступного за ним широкосмугового підсилювача, що компенсує втрати у фільтрі, сигнал надходить у вузол А4-2. У вузлі А4-2 знаходяться основний УПЧ, другі ФОС для SSB і CW, детектор і попередній УНЧ. Сигнал генератора опорної частоти надходить на детектор із вузла А6-2. Далі сигнал надходить у вузол А5, де відбуваються його посилення і обробка на низькій частоті. У вузлі А5 знаходиться пасивний НЧ фільтр зі смужкою пропускання близько 3 кГц та активний фільтр зі смугою 240 Гц для підвищення селекції в режимі CW. Там же знаходяться кінцевий УНЧ та підсилювач АРУ Система АРУ управляє лише основним УПЧ. Регулювання у попередніх каскадах ПЧ відсутні, як суперечать законам побудови лінійного тракту. У режимі передачі сигнал від мікрофона надходить у вузол А6-1. У його складі - мікрофонний підсилювач та "Speech" процесор на двох ЕМФ. Далі сигнал надходить у вузол А6-2, де знаходяться опорні генератори верхньої та нижньої смуг, формувач та регульований підсилювач DSB сигналу, а також формувач CW сигналу. З виходу вузла А6-2 сформований DSB або CW сигнал надходить у вузол А4-2. Тут сигнал проходить через один із фільтрів - або широкосмуговий, з виділенням SSB сигналу, або вузькосмуговий CW. Потім сигнал надходить у змішувач вузла А4-1, де переноситься на одну з робочих частот трансівера. Пройшовши через ДПФ, вузол A3 сигнал посилюється підсилювачем потужності трансівера, розташованим у вузлі А2. Далі через ФНЧ вузла А1 сигнал потрапляє до антени. Перемиканням елементів комутації спектрів у вузлах А1, A3 і блоків гетеродина розповідає сайт А9. У вузлі А7 знаходяться VOX, anti-VOX та ключі, що формують сигнали управління режимами прийому (RX) та передачі (ТХ) трансівера. Сучасний високоякісний трансівер має на увазі у своєму складі, як гетеродина, синтезатор частоти. На даний момент для приймача з великим динамічним діапазоном та високою чутливістю вкрай важко в домашніх умовах побудувати синтезатор із малим фазовим шумом. Саме фазовий шум впливає вибірковість по сусідньому каналу, і нашого трансивера цей показник має бути лише на рівні >-140 дБ/Гц, що ні реально. Як альтернатива - застосування звичайних LC-гетеродинів разом із системою підтримки стабільності частоти (FLL+DPKD), що дозволяє легко повторити її в домашніх умовах. Заявлені параметри приймача трансівера отримані при використанні звичайних LC-гетеродинів, як мають мінімальні фазові шуми. Після них обов'язково застосовувалися ФНЧ щонайменше 5-го порядку. У трансівері таких гетеродинів два, вузли А12 та А13. Застосування системи пропорційного керування частотою одного з гетеродинів, вузол А10, дозволило отримати стабільність краще за 10 Гц/год. У вузлі А8 знаходяться дільник частоти гетеродину А12 та загальні для обох генераторів ФНЧ. Вузол А11 – цифрова шкала. Живлення трансівера забезпечує вузол А14. Цифрові та аналогові частини трансівера живляться від окремих джерел та стабілізаторів. Також на платах трансівера застосовуються локальні малопотужні стабілізатори. Докладніше всі вузли трансівера будуть описані у відповідних розділах. Вузол А1. Фільтри нижніх частот Схема (рис. 3) складається із п'яти ФНЧ 5-го порядку. Для діапазонів 7...28 МГц застосовані еліптичні ФНЧ, оскільки вони мають підвищену крутість скатів.
Вузол А2. Підсилювач потужності передавача. Широкосмуговий підсилювач потужності трансівера (рис. 4) – двокаскадний. На вході підсилювача включений атенюатор R2-R4 із загасанням -3 дБ. Робочий режим транзистора VT2 встановлюється підстроювальним резистором R12.
Для запобігання самозбудження транзистора VT2 з його виведення стоку надіто феритовое кільце. Реле К1 і КЗ підключають вхід і вихід підсилювача сигнальний тракт в режимі передачі. Реле К4 і К5 включають ланки атенюатора-10 дБ (R19-R21) і -20 дБ (R22-R24) сигнальний ланцюг в режимі прийому. Атенюатори відокремлені від РОЗУМ екрануючою перегородкою. Елементи R17, VD3, R18, С16, С17 - ланцюги індикації вихідної потужності трансівера. Автор проводив випробування підсилювача із двома транзисторами КП907А, включеними паралельно, а також із двома КП901А. В обох випадках вихідна потужність становила близько 40 Вт, при струмі вихідного каскаду - близько 1 А. Застосування КП901А не бажано, оскільки не дозволяє отримати рівномірну підсилювач АЧХ. Завал частотної характеристики вище 15 МГц не усуває навіть підбір транзисторів та елементів корекції у першому каскаді. Виготовлені три підрядника підсилювача на КП907А показали хорошу повторюваність, причому АЧХ не довелося коригувати. Вузол A3. Вхідні фільтри (ДПФ). Для перекриття всіх діапазонів застосовано сім фільтрів структури Зт [3]. Схема фільтрів наведено на рис. 5.
До виконання вхідних фільтрів слід підходити дуже відповідально, бо від якості їх виготовлення та налаштування залежатиме загасання в смузі, а значить, і відношення сигнал/шум. Добротність усіх котушок не повинна бути нижче 200, а бажано і вище. Основний радіотракт трансівера з конструктивних міркувань розбитий на два вузли: А4-1 та А4-2. У вузлі А4-1 (рис. 6) розташовані перший змішувач, попередні підсилювачі ПЧ, перший фільтр основної селекції, підсилювач сигналу гетеродина, підсилювач тракту сигналу передачі і комутатор сигналу. Загальне посилення цієї частини радіотракту вбирається у 10 дБ. У всіх каскадах вузла застосована 50-омна технологія.
У режимі прийому сигнал від ДПФ (див. рис. 5 у першій частині статті) надходить на виведення 1 вузла А4 - 1. На вході тракту для придушення радіоперешкод на проміжній частоті трансівера (8,862 МГц) включено режекторний фільтр L1C1, ZQ1 - ZQ3. Перший змішувач трансівера - реверсивний, загальний для трактів прийому та передачі. Він виконаний за балансною схемою на широкосмугових трансформаторах Т1 - ТЗ та мікросхемою DA1 типу КР590КН8А, показаною на рис. 6 як два транзистори. Мікросхема КР590КН8А – це швидкодіючий чотириканальний аналоговий ключ; чотири польові транзистори з однаковими характеристиками на загальній підкладці. Транзистори мікросхеми включені у схему змішувача паралельно, по два у кожне плече (на рис. 6 у дужках вказані номери висновків мікросхеми). Таке включення дозволило отримати мале опір відкритого каналу стік - виток транзисторів, менше, ніж, наприклад, у КП905, що значно знизило втрати у змішувачі пасивному режимі. Як уже згадувалося, змішувач може працювати у двох режимах – пасивному та активному. Активний режим змішувача, з посиленням +3...4 дБ, включається подачею напруги живлення +15 на висновок 2 вузла А4 - 1. На затвори транзисторів змішувача через симетруючий трансформатор ТЗ подається сигнал гетеродина синусоїдальної форми, попередньо посилений до рівня 3...4 широкосмуговим підсилювачем на транзисторі VT2. Напруга сигналу гетеродина, що подається на вхід підсилювача, виведення 4 вузла А4 - 1 не повинно перевищувати 200 мВ. До виходу змішувача підключена узгоджувальна ланцюг L2, С17, R17, L3, С16, так званий диплексер. Його завдання – покращити динамічний діапазон змішувача, виділити сигнал проміжної частоти та максимально позбавити наступні каскади УПЧ від "букету" продуктів перетворення. Виділений сигнал ПЧ через комутатор на діоді VD2 надходить на високолінійні малошумливі попередні УПЧ, виконані на транзисторах VT3, VT4 за схемою підсилювачів з негативним реактивним зворотним зв'язком [1]. Підсилювачі такого типу мають високу чутливість і великий динамічний діапазон. Для підвищення стійкості роботи каскади підсилювача стабілізовано струмом бази. Також для запобігання збудження на НВЧ частотах на висновки колекторів транзисторів VT3, VT4 надіті феритові кільця, позначені на схемі - FR Щоб послабити коефіцієнт зворотної передачі сигналу, підсилювачі розв'язані між собою через атенюатор на резисторах R25 - R27 з величиною загасання. До виходу підсилювача на транзисторі VT4 через трансформатор Т8, що підвищує, підключений фільтр основної селекції ZQ4. Схема фільтра наведено на рис. 7.
Він виконаний за схемою багатоланкового сходового фільтра на семи кварцових резонаторах ZQ1 – ZQ7. Прототип був "підглянутий" у схемах старих армійських приймачів типу Р-154 ("Амур", "Молібден"), де застосовувалися старовинні низькодобротні кристали на 128 кГц. На сучасних резонаторах, призначених для телевізійних декодерів PAL/SECAM, фільтри вийшли з наступними характеристиками:
Резонатори, показані на схемі пунктирною лінією, можуть бути встановлені, якщо крутість схилів фільтра виявиться недостатньою. Після фільтру сигнал через понижувальний трансформатор Т9 надходить на широкосмуговий підсилювач транзисторі VT5. Транзистор включений за схемою із загальним затвором, працює при відносно великому струмі стоку, має малі власні шуми та великий динамічний діапазон. Його завдання - компенсувати згасання у фільтрі та трансформаторах. З відведення трансформатора Т10 через конденсатор C3О і виведення 8 вузла сигнал подається на основний УПЧ, вузол А4 - 2. У режимі передачі сформований у вузлі А4 - 2 CW або SSB сигнал надходить на висновок 3 вузла А4 - 1 вхід широкосмугового підсилювача тракту передачі, виконаного на транзисторі VT1. З виходу підсилювача сигнал через конденсатор С5 і комутатор на діоді VD1 подається на змішувач Т1 - ТЗ DA1 де переноситься на одну з робочих частот трансівера. Через виведення 1 вузла А4 - сигнал 1 подається у вузол A3 (ДПФ). Проходженням сигналу у напрямках, відповідних режимам прийому та передачі, управляє комутатор на pin-діодах VD1VD2 типу КА507А. Діоди відмикаються при подачі на висновок 6 (RX) або на висновок 7 (ТХ) напруги, що управляє, з вузла А9 трансивера. Вибір цих діодів не випадковий. У відкритому стані їх опір становить 0,1...0,4 Ом, а потужність можуть передавати до 500 Вт. По цих же ланцюгах подається напруга живлення на підсилювальні каскади вузла, що працюють у відповідних режимах. Схема основного підсилювача ПЧ, вузла А4 – 2 наведена на рис. 8. Вихідний опір вузла А4 – 1 та вхідний вузла А4 – 2 – близько 50 Ом, що дозволяє з'єднувати їх коаксіальним ВЧ кабелем. Вхідний каскад на транзисторах VT1, VTV, включених за схемою із загальним затвором, має невелике посилення, малі шуми та великий динамічний діапазон. Каскад навантажений на резонансний контур L1C3, налаштований частоту ПЧ.
Основне посилення ПЛ здійснюється чотирикаскадним підсилювачем на двозатворних польових транзисторах VT2 - VT4, VT10. Напруга на перших затворах транзисторів стабілізовано на рівні +3 В стабілітроном VD1. За другим затворами транзисторів здійснюється ручне або автоматичне (AGC) регулювання посилення, а також автоматичне замикання УПЧ під час передачі. Для цього через виведення 2 вузла на затвори транзисторів подається напруга, що управляє, від 0 до +8 В з вузла А5. Посилення тракту ПЧ вузла А4 – 2 не перевищує 60 дБ. Каскади на транзисторах VT2, VT3, VT10 мають Ку близько 16 дБ кожен, каскад на VT4 - близько 6 дБ. Вибір такого розподілу посилення важливий, і режим цих каскадів підібраний виходячи з багатьох вимог, головні з яких - лінійна характеристика регулювання АРУ по другому затвору і м'який шумовий режим підсилювача. З тих же міркувань збереження лінійності автор застосував в УПЧ транзистори КП350, а не "екзотичні" BF981, що мають коротку характеристику регулювання другого затвора, хоча і кращі параметри по шумах. Між третім (VT4) та четвертим (VT10) каскадами УПЧ включені фільтри ZQ1 (SSB) та ZQ2 (CW). При прийомі сигналу вони працюють як другі ФОС, а при передачі як основні, що формують сигнал. Перемикаються фільтри контактами реле К1 та К2. Схема та параметри фільтра ZQ1 ідентичні фільтру ZQ4 у вузлі А4 - 1. Вузькосмуговий кварцовий фільтр для роботи телеграфом ZQ2 виконаний за схемою, наведеною на рис. 9, і має такі характеристики:
Вихідний опір каскаду на транзисторі VT4 та вхідні на VT5, VT10 приблизно дорівнюють 5 кОм. Низькі вхідні та вихідні опори фільтрів ZQ1, ZQ2 узгоджені з цими каскадами за допомогою реактивних ланок (П – контурів) L8 – L11, С23 – C30. Такий варіант узгодження дозволив різко зменшити згасання у фільтрах. З навантаження останнього каскаду УПЧ, контуру L4L5 сигнал приходить на ключовий детектор, транзистор VT12. Сигнал опорної частоти надходить на транзистор затвор через висновок 8 з вузла А6. Виділений у детекторі сигнал низької частоти через ФНЧ C57L15C58 приходить перший каскад УНЧ, виконаний на транзисторах VT13, VT14 і далі через конденсатор С61 на вихід вузла, висновок 7. На цьому каскаді слід зупинитися особливо. Оскільки всі перетворення сигналу та його обробка у вузлі А4 відбуваються на малих рівнях (від 0,1 до 300 мкВ), підсилювач НЧ трансівера має дуже високу чутливість та великий коефіцієнт посилення приблизно + 74 дБ. І тут, своєю чергою, виникають проблеми наведень. Каскад на транзисторах VT13, VT14 називається складовим комплементарним емітерним повторювачем Шиклаї. Він має чудові для нашого випадку характеристики. Його коефіцієнт передачі близький до одиниці у всьому діапазоні низьких частот, вхідний опір - близько 1 МОм, а ось вихідний становить лише 1,5 Ом, тобто він не навантажує каскад підсилювача, що йде за ним. Чудово! Виходить, що сигнал благополучно йде в основний УНЧ, і які можуть бути наведення, якщо джерело сигналу має Rвих = 1,5 Ом, або іншими словами вхід УНЧ закорочен! У режимі передачі приходить з вузла А6 DSB або CW сигнал надходить (через висновок 10) на комутований каскад на транзисторі VT8. Роботою каскаду управляє ключ транзисторі VT9. Потім сигнал проходить через один із фільтрів: або ZQ1 з виділенням SSB - сигнвла або вузькосмуговий телеграфний ZQ2. Резонансний каскодний підсилювач на транзисторах VT5, VT6, що йде за фільтрами, має малу вхідну ємність, гарну розв'язку вхід/вихід і Ку близько 16 дБ. На транзисторі VT7 - ключ, керуючий роботою каскаду під час передачі. На змішувач плати А4-1 сигнал надходить з котушки зв'язку L7 каскодного підсилювача. При передачі використовується один із фільтрів тільки вузла А4 - 2. Спроба працювати на передачу з послідовно включеними фільтрами двох вузлів не знайшла свого відображення в конструкції трансівера через сигнал, що погано читається кореспондентами. Каскад на транзисторі VT11 призначений для самопрослуховування сигналу під час передачі. Рівень сигналу самопрослуховування регулюється подачею напруги, що управляє, на другий затвор транзистора через висновок 9 вузла. Сигнал знімається з котушки зв'язку L7 вихідного каскаду передавального тракту вузла А4 через конденсатори С2 і С40. Ланцюжок VD2 - VD4, R20, C32, C3З, L12, а також діод VD5 дозволяють повністю розв'язати по живленню каскади, що комутуються напругою, усувають комутаційні перешкоди, особливо в каскадах, що містять індуктивність більше 100 мкГн. Вузол А5. Основний УНЧ та АРУ Низькочастотний сигнал з виходу вузла А4-2 надходить на вхід вузла А5 на висновок 1 (рис. 10).
Перший каскад УНЧ виконаний на мікросхемі DA1 (КР538УНЗА), малошумному підсилювачі, спеціально призначеному для роботи з низькоомними джерелами сигналів звукових частот. У застосованому типовому варіанті включення мікросхема забезпечує посилення сигналу +47 дБ. Наступний за нею каскад на транзисторах VT1 і VT2 (знайомий нам емітерний повторювач Шиклаї) не навантажує її. З виходу повторювача сигнал надходить на низькочастотний смуговий фільтр L1-L5C11-C15, який виділяє смугу частот від 250...300 Гц до 3500...4000 Гц із загасанням по краях краще за 30 дБ. Іншими словами, виходить щось схоже на ЕМФ, але тільки по НЧ. Такі параметри фільтра отримані лише за точному узгодженні його вхідного і вихідного опору, рівного 204 Ом, і величині допусків номіналів LC-елементів фільтра менше 5 % [4]. Вхід фільтра з'єднаний з каскадом на транзистоpax VT1, VT2 через послідовно включений резистор R5 величиною 200 Ом, і якщо врахувати, що Rвих емітерного повторювача 1,5 Ом, то узгодження майже ідеальне! На виході фільтра також включений резистор навантаження R6. Після фільтру через нормально замкнуті контакти реле К1 сигнал (точка А на рис. 10) надходить на входи комутатора двоканального НЧ сигналів - мікросхему DA4. Туди ж у режимі передачі із вузла А6 подається сигнал самоконтролю телеграфного сигналу. Перемикання комутатора відбувається при подачі сигналу управління виведення 4 з вузла А7 трансівера, тобто при переході з прийому на передачу. З виходу 1 каналу мікросхеми DA4 сигнал подається на вхід підсилювача АРУ (точка В). З виходу каналу 2 - на вхід підсилювача потужності (точка С), виконаного за типовою схемою включення на мікросхемі DA5 На вході РОЗУМ встановлено дистанційний регулятор гучності, виконаний на оптроні U1. Незважаючи на неглибокий діапазон регулювання, такий варіант є гарною альтернативою класичного потенціометра з його довгими сполучними проводами і нерідко джерелом наведень і фону. Для підвищення селекції прийому телеграфних і цифрових сигналів у вузлі А5 встановлено активний НЧ фільтр, виконаний на мікросхемах DA2 і DA3. Смуга пропускання фільтра за рівнями -6 дБ та -20 дБ становить 240 та 660 Гц відповідно. Цього цілком достатньо навіть для роботи в PSK з огляду на те, що у вузлі А4-2 є ще кварцовий фільтр зі смугою 800 Гц. Фільтр включається в ланцюг НЧ тракту контактами реле К1 (К1.1 і К1.2) при подачі на висновок 2 вузла напруги +15 В. трохи ускладнивши схему, зробити режекцію, подібність до "Мот.сп"-фільтра [1,2]. Підсилювач АРУ виконаний на транзисторах VT3-VT8. Сигнал, посилений каскадами на VT3VT4, через детектори з подвоєнням напруги та елемент "І", виконані на діодах VD3-VD7, заряджає два RC-ланцюги з різними постійними часом - R18C36 та R19C35. У підсилювачі постійного струму VT5VT6 формується керуючий сигнал АРУ. Будівничий резистор R7 на вході підсилювача служить для встановлення рівня спрацьовування АРУ. У автора в трансівери цей рівень - близько 2 мкВ. Будівничим резистором R22 регулюють крутість керуючої характеристики системи АРУ. Транзистор VT5 не слід застосовувати з великою крутістю. Напруга на резисторі R21 на початку транзистора не повинна перевищувати 1,2 В (довідка для контролю). З колектора транзистора VT6 знімається керуюча напруга АРУ, емітер транзистора включений S-метр. Каскади на транзисторах VT7 та VT8 забезпечують невелику затримку для встановлення перехідних процесів при переході з прийому на передачу та назад. Практичні випробування АРУ показали такі результати: при зміні сигналу на вході трансівера від 2 мкВ до 1 вихідний сигнал змінювався не більше ніж на 5 дБ, а при більш ретельному налаштуванні - не більше ніж на 3 дБ. Діапазон регулювання АРУ становив близько 114 дБ, що цілком достатньо хорошого приймального тракту. У базовий ланцюг транзистора VT1 (рис. 6) доцільно ввести резистор опором 560 Ом, включивши між виведенням бази і загальним проводом. Це надалі спростить встановлення струму спокою цього транзистора. Передавальний тракт трансівера починається з вузла А6, конструктивно розділеного на дві частини - вузли А6-1 та А6-2. Для підвищення ефективності передачі сигналу в режимі SSB в трансівері використаний обмежувач сигналу, так званий "speech"-процесор, що дозволяє збільшити середню потужність SSB сигналу в 4...6 разів (6...8 дБ). При проведенні DXQSO або в умовах QRM (QRN) обмежений сигнал має більш високу якість і хорошу розбірливість. Вузол А6-1 є таким пристроєм, включеним між мікрофоном і DSB-формувачем трансівера. Принципова схема вузла наведено на рис.11.
Сигнал звукової частоти мікрофона надходить на виведення 1 вузла. Потім, через конденсатор С2 та регулятор рівня (змінний резистор, що підключається між висновками 2 і 3 вузла А6-1), сигнал подається на мікрофонний підсилювач, виконаний на мікросхемі DA1. З трансівером використовується електретний мікрофон, і ланцюжок R1 - R3C1 забезпечує його живлення. Фільтр нижніх частот L1C4 послаблює високочастотні наведення від власного передавача на вхід мікрофонного підсилювача і тим самим зменшує небезпеку самозбудження. Контактами реле К1 перемикаються ланцюги корекції підсилювача для підйому частотної характеристики області 300...3000 Гц до +16 дБ. Рівень вихідного НЧ сигналу підсилювача (150...200 мВ) встановлюють підстроювальним резистором R9. Через емітерний повторювач на транзисторі VT1 сигнал надходить на схему обмежувача, розроблену Б. Ларіонов (UV9DZ) [5]. Транзистор VT5 – перший ключовий змішувач ВЧ обмежувача. На затвор VT5 надходить сигнал з амплітудою близько 0,7 від опорного кварцового генератора, виконаного на транзисторах VT3-VT4. Контур L2C25 у ланцюзі початку VT5 налаштований на частоту 500 кГц. Виділений електромеханічним фільтром ZB1 односмуговий сигнал надходить на підсилювач-обмежувач, виконаний на польовому транзисторі VT6 та діодах VD3VD4. Ступінь обмеження визначається як відношення напруги ВЧ на стоку транзистора VT6 при відключених діодах VD3VD4 до напруги в цій же точці після підключення діодів. Ця величина становить 7...8 дБ. Підлаштування резистором R24 встановлюють посилення каскаду на VT4, яке зберігає оптимальний рівень SSB сигналу при мінімумі обмеження. Це важливо при порівнянні сигналу радіостанції на передачу за мінімального та максимального рівня обмеження. Щоб придушити зростання гармонік і комбінаційних частот, сигнал пропускають через другий ЕМФ ZB2, ідентичний першому. Каскад на польовому транзисторі VT7 (Ку = 6 ... 10 дБ) компенсує згасання у фільтрах, але при хороших ЕМФ може не встановлюватися. Обмежений односмуговий сигнал надходить на другий ключовий змішувач-детектор на польовому транзисторі VT8, на затвор якого подається сигнал опорного генератора 500 кГц. Продетектований та відфільтрований сигнал посилюється операційним підсилювачем на мікросхемі DA2 і через емітерний повторювач на транзисторі VT2 подається у вузол формування А6-2. Рівень вихідного сигналу мовного процесора встановлюється підстроювальним резистором R35. Реле К2 і КЗ дозволяють виключити мовний процесор з тракту, що передає. Такий варіант може бути потрібним при проведенні місцевих QSO, так як нерідко рівень сигналу в точці прийому великий і обмеження може знижувати його розбірливість. Схема вузла А6-2, формувача напруги DSB та CW сигналу, показана на рис. 12.
Опорний кварцовий генератор верхньої лінії виконаний на транзисторах VT1VT2. Котушка індуктивності L1, послідовно включена з кварцовим резонатором ZQ1 (8862,7 кГц), дозволяє точно підлаштувати генератор на частоту, відповідну точці рівня -20 дБ на нижньому скаті АЧХ фільтра основної селекції. З емітера транзистора VT2 сигнал опорного генератора через буферний підсилювач транзисторі VT3 подається на балансний модулятор, виконаний на варикапах VD2VD3 і трансформаторі Т1. Також сигнал з емітера VT2 через виведення 2 вузла подається у вузол А4-2 ключовий детектор. Модулятор має високу лінійність і дозволяє придушити несучу не менш ніж на 56 дБ (неодноразово перевірено автором), За допомогою підстроювальних резисторів R20 і R24 проводиться балансування модулятора. Через підсилювач на транзисторі VT8 (Ку = 6 дБ) на середню точку первинної обмотки трансформатора балансного модулятора подається напруга звукового сигналу частоти з вузла А6-1. Каскад працює тільки при подачі напруги живлення на висновки 15 та 16 від перемикача виду роботи трансівера. У цьому ланцюгу встановлено реле К1, яке своїми контактами підключає вихід балансного модулятора до тракту передачі. З підстроювального резистора R50 в емітерному ланцюзі VT8 сигнал ЗЧ подається на схему VOX, розташовану у вузлі А7. На транзисторі VT9 виконаний кварцовий генератор CW сигналу, що маніпулюється. Частота кварцового резонатора ZQ3 8863,5 кГц) вище за частоту резонатора ZQ1 на 800 Гц, тобто потрапляє в смугу прозорості фільтра основної селекції трансівера. Управління CW генератором здійснюється ланцюгом бази транзистора VT9 через резистори R43, R44 за допомогою ключової схеми, розташованої у вузлі А7, яка формує необхідні тимчасові параметри наростання і спаду телеграфного сигналу, рівні 5 і 7 мс відповідно. Залежно від виду роботи SSB або CW на базу транзистора VT4 через контакти реле К1 подається сигнал або з балансного модулятора, або від телеграфного гетеродина. На транзисторі VT3 зібраний регульований підсилювач DSB та CW сигналу передавача. Регулювання посилення каскаду здійснюється зміною напруги на другому затворі транзистора від ручного регулятора потужності сигналу (через виведення 5 вузла А6-2) та від схеми керування ALC, виконаної на транзисторі VT10. Навантаженням каскаду є контур L4L5C26, налаштований частоту ПЧ. З котушки зв'язку L5 знімається вихідний сигнал з рівнем близько 1, який подається на підсилювач ПЧ і фільтр основної селекції в блоці А4-2. Опорний генератор на транзисторах VT6VT7 застосовується для прослуховування зворотної лінії. Частота його кварцового резонатора ZQ2 (8865,8 кГц), що відповідає точці -20 дБ на верхньому схилі АЧХ ФОС, точно підлаштовується конденсатором С45. На мікросхемі DA1 зібраний тональний RC-генератор для самоконтролю сигналу під час роботи телеграфом і налаштування трансивера як SSB (вигляд роботи - " TUNE " ). Сигнал цього генератора з частотою 800 Гц і рівнем близько 50 мВ через висновок 11 вузла подається в трансівера УНЧ, вузол А5. Зменшити або збільшити рівень сигналу можна підбір резистора R60. Працюючи телеграфом тон-генератор включається подачею позитивних посилок ланцюга "TX/KEY" синхронно з генератором на VT9. При налаштуванні передавача у режимі SSB ("TUNE") сигнал тон-генератора через зовнішній дільник та ланцюги комутації подається на мікрофонний вхід вузла А6-1. Вузол А7 керує перемиканням трансівера в режим передачі за допомогою пристрою голосового керування VOX або натискання телеграфного ключа або педалі. Схема вузла наведено на рис. 13.
У режимі прийому напруга живлення +15, постійно подане на висновок 11 вузла, присутній тільки на виході керованого ключа на транзисторах VT13 і VT14, виведенні 13 (RX). Вхід системи VOX (виведення 1 вузла А7) з'єднаний з виходом мікрофонного підсилювача трансівера (висновок 7 вузла А6-1). Робота з VOX можлива при подачі на виведення 3 вузла А7 через відповідний перемикач напруги живлення +15 В. Посилений каскадом на транзисторі VT1 сигнал ЗЧ надходить на підсилювач-обмежувач, виконаний на транзисторі VT2. Напруга обмеження сигналу, або по-іншому, поріг спрацьовування системи VOX, встановлюється підстроєним резистором R4. Обмежений сигнал детектується діодами VD1, VD2 і з рівнем більше двох вольт надходить на ланцюжок C7R9. Підстроювальним резистором R9 встановлюється час затримки спрацьовування системи голосового управління в межах 0,2...2 с. Далі цей сигнал запускає одно-вібратор, виконаний на транзисторах VT5, VT6, і через інвертуючі каскади на транзисторах VT7, VT8 закривається ключовий каскад на VT13 і VT14, а каскад на транзисторах VT11, VT12 (ТХ). Напруга з цього виходу надходить на ланцюга трансівера, що працюють у режимі передачі. При відсутності сигналу з мікрофонного підсилювача через час, визначений RC-ланцюжком C7R9, вказані ключові каскади переходять у "зворотний" стан, на виведенні 13 з'являється напруга+15 (RX), а на виведенні напруга 12 стає рівним нулю. Щоб режим передачі не включався від звуків, що потрапляють у мікрофон з динаміка трансівера, на транзисторах VT3, VT4 виконано пристрій "anti-VOX", що блокує роботу VOX на весь час, поки є сигнал кореспондента. Вхід "anti-VOX" (виведення 2 вузла А7) підключено до виходу УНЧ. Сигнал від УНЧ посилюється транзистором VT3, випрямляється діодами VD3, VD4 та заряджає конденсатор С14. Ключовий каскад на транзисторі VT4 шунтує основний час, що задає ланцюг системи VOX - C7R9. Підстроювальним резистором R10 встановлюють поріг спрацьовування системи "anti-VOX". Каскади, виконані на транзисторах VT9 і VT10, керують перемиканням трансівера на передачу відповідно від телеграфного ключа (KEY) або педалі (РТТ). Схема управління в режимі CW дозволяє працювати "напівдуплексом". При натисканні на телеграфний ключ (висновок 8) на колекторі транзистора VT9 з'являється постійна напруга (висновок 6, ланцюг ТХ/KEY), яка через ланцюжок R32C19VD5 запускає одновібратор на VT5, VT6 і далі ланцюгом перемикає ключові каскади. Час паузи в режимі CW визначається величиною підстроювального резистора R18, що підключається паралельно резистори R9, і може скласти 0,1 ... 0,6 с, забезпечуючи прослуховування сигналу кореспондента під час цих пауз. Такий режим зручний при роботі у тестах. Щоб працювати без пауз у режимі CW, достатньо на час передачі натиснути на педаль. При вимкненій системі VOX перехід на передачу у режимі SSB здійснюється також педаллю. Сигнал управління педалі (РТТ) з виходу ключа на транзисторі VT10 через ланцюг R36C22VD6 подається на вхід одновібратора. У режимі налаштування трансівера (TUNE) на виведення 5 вузла А7 подається напруга +15, яке через ланцюг R40C25VD7 також надходить на вхід одновібратора, забезпечуючи перехід трансівера на передачу. Ключовий каскад на транзисторах VT15 та VT16 служить для керування антеним реле КЗ у вузлі А2. Перемикач діапазонів трансівера вузол А9 виконаний за схемою, наведеною на рис. 14. При включенні живлення трансівера автоматично вмикається діапазон 1,8 МГц.
На мікросхемі DD1 зібрано генератор із тактовою частотою близько 1 Гц, сигнал якого надходить на вхід тактових імпульсів реверсивного лічильника, мікросхему DD2. Управління напрямом послідовного рахунку здійснюється через зовнішні ланцюги комутації (кнопки DOWN та UP), які підключаються до висновків 2 та 3 вузла А9. Вихідний двійково-десятковий код лічильника DD2 перетворюється на десятковий код за допомогою дешифратора - мікросхеми DD3. До виходів мікросхеми DD3 підключені керуючі ключі на транзисторах VT1 -VT18, через які вузли А1, A3, А8, А10 і А11 подається напруга живлення на реле перемикання діапазонів. Гетеродин трансівера виконаний на базі промислового УКХ генератора (вузол А12) та дільника частоти зі змінним коефіцієнтом розподілу (вузол А8-1). Перед подачею в змішувач трансівера сигнал попередньо фільтрується у вузлі А8-2. Для забезпечення високої стабільності частоти гетеродина під час роботи цифровими видами зв'язку в трансівері застосовано систему стабілізації частоти FLL (frequency-locked loop), вузол А10. Вузол А12 – генератор плавного діапазону від КВ-УКХ радіостанції Р-107М. Його важлива схема наведена на рис. 15. Діапазон робочих частот генератора – 30,15...63,7 МГц. Генератор є герметичний вузол, розкривати який і робити будь-які зміни в його схемі не рекомендується, щоб не порушити його частотно-тимчасові характеристики.
Відхід частоти ГПД, встановленого автором у трансівері, із застосуванням пасивного термостатування, не перевищував 50 Гц на будь-якій частоті після 15-хвилинного прогріву. Схема вузла А8-1, дільника зі змінним коефіцієнтом поділу показано на рис. 16. Сигнал від генератора Р107М надходить на вхід формувача, виконаного на транзисторах VT1, VT2 та мікросхемі DD1. Перший елемент мікросхеми D1.1 працює у лінійному режимі як підсилювач.
З формувача сигнал надходить на мікросхеми DD2 та DD3 – трирозрядний бінарний дільник частоти. Залежно від включеного діапазону трансівера вибір коефіцієнта поділу дільника (2-4-8) визначається релейним комутатором К1-КЗ та логічним комутатором на мікросхемі DD4. Спектр частот гетеродина, одержуваних на виході ДПКД при Fпч, що дорівнює 8,862 МГц, залежно від робочого діапазону наведено в табл. 1.
На мікросхемі DD5 виконані суматор та буферні каскади. З виходу першого елемента DD5 сигнал подається на вхід системи стабілізації частоти FLL (через виведення 11 вузла А8-1), з другого виходу - на вхід цифрової шкали (висновок 12 вузла). Сигнал гетеродина для першого змішувача трансівера повинен бути, по можливості, чистим та монохромним. Для цього сигнал прямокутної форми після елемента DD5 3 за допомогою мікросхеми DD6 і трансформатора Т1, що працює як контур, що формує, перетворюється в синусоїдальний сигнал. Широкосмуговий підсилювач на транзисторі VT3 має посилення близько +14 дБ та рівномірну АЧХ до частоти 40 МГц. Частота зрізу ФНЧ L1C14C15C16L2 дорівнює 25 МГц. На частотах 19...20 МГц на виході вузла А8-1 має бути чиста синусоїда амплітудою 200...250 мВ на навантаженні 50 Ом. На діапазонах, де частота нижче, спостерігатимуться спотворення синусоїди та збільшення її амплітуди. Схема пристрою стабілізації частоти FLL (вузол А10) наведено на рис. 17.
Сигнал ГПД надходить на лінійку бінарних лічильників мікросхеми DD1 і DD2 зі змінними коефіцієнтами поділу (М). Необхідний коефіцієнт поділу DD1 вибирається за допомогою реле К1-К4. Коефіцієнти розподілу лічильника DD2 обрані постійними: 1024 та 4096. На мікросхемі DD3 виконаний цифровий змішувач. На вхід D мікросхеми DD3 подається сигнал опорної частоти з генератора кварцового DD4 50 МГц. На вхід мікросхеми DD3 подається тактова частота, тобто. частота ГПД, поділена за допомогою DD1 та DD2 на число М. Імпульси корекції, що знімаються з виходу Q12 мікросхеми DD2, надходять на транзисторний ключ VT2. Ця частота відрізняється на дві двійкові порядки і береться з тієї ж DD2 з виходу Q10. Ключі VT1 і VT2 управляють роботою інтегратора, виконаного на мікросхемі DA1 З виходу інтегратора напруга керування подається на варикап ГПД. Схема запозичена з [6], але від першоджерела відрізняється деякими доопрацюваннями. Зокрема, на виході першого бінарного лічильника мікросхеми DD1 встановлено релейний комутатор вибору коефіцієнта поділу залежно від робочого діапазону трансівера. У цифровому змішувачі DD3 застосована швидкодіюча мікросхема 74АС74, а ключові транзистори VT1 і VT2 замінені більш високочастотні. Також пристрій введено додатковий операційний підсилювач DA2. На половині ОУ DA2.1 виконано суматор, завдання якого - зменшити розмах керуючої напруги на виході інтегратора DA1 щодо опорної напруги +7,5 В. Якщо на виході мікросхеми DA1, в точці з'єднання резисторів R7 і R15, напруга керування може змінюватися в межах 0 +11 У той час на виході DA2 ця напруга вже буде +5,5...9,5 В. Це зроблено для того, щоб не розкривати герметично запаяний ГПД від Р-107М і не підбирати конденсатор С9 номіналом 270 пФ, включений послідовно із варикапом VD1. Нижня межа керуючого напруги має бути менше рівня +5,5 У, оскільки на варикап в ГПД Р-107М вже подано (всередині) напруга усунення цієї величини (див. рис. 15). Відношення величин резисторів R14 і R15 визначає межі зміни вихідної напруги і може підбиратися конкретного екземпляра генератора від Р-107М. Інвертор, виконаний на DA2.1, дозволяє зберегти полярність напруги, що управляє, щодо виходу DA1. Як джерело зразкової частоти DD4 застосований інтегральний кварцовий генератор СХО-43В на частоту 50 МГц від старого комп'ютера з рівнем TTL на виході. Висновки 14 і 15 вузла А10 пов'язані між собою через зовнішній перемикач (наприклад, кнопковий), що знаходиться на передній панелі трансівера поруч із ручкою налаштування. При замкнутому перемикачі здійснюється перебудова трансівера, при розімкнутому - захоплення частоти. При зазначених на схемі номіналах резисторів R5 та R12 час повного циклу інтегратора DA1 (від мінімального до максимального рівня напруги на виході) становить 50...60 с. Це відповідає генератору з малим дрейфом (вибігом) частоти. Якщо в ГПД час дрейфу більше 600 Гц/хв (трапляються і такі екземпляри, мабуть, з порушенням герметизації або ударних навантажень), слід зменшити номінали R5 і R12 до 1 МОм, тобто. різко скоротити час циклу інтегратора за кілька секунд. Для роботи SSB та CW система стабілізації FLL практично може і не застосовуватись, а включати її слід тільки для цифрових видів зв'язку. Точність утримання захопленої частоти при роботі системи Р1_1 краще ±10 Гц протягом декількох годин. У вузлі А8-2 (рис. 18) розміщені фільтри нижніх частот 5-го порядку, які служать поліпшення спектральної чистоти сигналу гетеродина трансивера. Частоти зрізів фільтрів: L1C1-C3L2 – 6 МГц; L3C4-C6L4 – 11,3 МГц; L5C7-C9L6 – 13,5 МГц; L7C10-С12L8 – 17 МГц. ФНЧ діапазонів 10 та 28 МГц знаходиться на платі ДПКД, а у вузлі А8-2 замість нього підключається узгоджуючий атенюатор. На виході вузла А8-2 амплітуда і форма сигналу (синусоїда) відповідають нормі всіх робочих частотах гетеродина.
Реле К1 та К2 - перемикач гетеродинів (основний або допоміжний). Цифрова шкала трансівера, вузол А11 (рис. 19), якихось особливостей не має, а її схема та конструкція можуть бути іншими відмінними від пропонованої.
Другий ГПД трансівера, вузол А13, виконаний за схемою наведеною на рис. 20. Аналогічний варіант колись був застосований у попередніх розробках автора, наприклад, у трансівері "Largo-91". І саме з таким ГПД проводились вимірювання основних параметрів трансівера. Установка другого ГПД в трансівер не обов'язкова, але може бути проведена як альтернатива без генератора від Р-107М (на всіх бажаючих навряд чи вистачить!).
ГПД складається з шести ідентичних за схемотехнікою генераторів, але відмінних один від одного параметрами частотоздатних ланцюгів і відсутністю резистора в емітерному ланцюзі транзисторів буферних каскадів. Резистор R11 є загальним всім шести генераторів. Генератори перебудовуються шестисекційним конденсатором змінної ємності. На рис. 20 показана схема одного із шести генераторів. Номінали резисторів та конденсаторів для кожного генератора наведені в табл. 2.
Перемикання генераторів здійснюється подачею напруги живлення +5,6 на висновки 2-7 вузла А13. Вихід генератора слід підключати до вузла А8-2 через ФНЧ аналогічний L1C14C15C16L2 на платі ДПКД. Цифрова шкала як на рис. 19. Система FLL також підходить для другого ГПД, але із схеми слід виключити мікросхему DA2, а сигнал управління на варикапи розладу ГПД знімати з точки з'єднання резистора R7 і конденсатора С12. література
Автор: Кір Пінеліс (YL2PU), м.Даугавпілс, Латвія. Пам'яті YL2HS
Шум транспорту затримує зростання пташенят
06.05.2024 Бездротова колонка Samsung Music Frame HW-LS60D
06.05.2024 Новий спосіб управління та маніпулювання оптичними сигналами
05.05.2024
▪ ТБ SONY KDP57WS550 з діагоналлю 57 дюймів ▪ Нова наука – судова сейсмологія ▪ Льоди Гренландії стрімко тануть ▪ Ультралегкий ноутбук Fujitsu UH-X/H1
▪ І тут з'явився винахідник (ТРВЗ). Добірка статей ▪ стаття Теодор Готліб фон Гіппель. Знамениті афоризми ▪ стаття Назви яких кольорів веселки походять від загального кореня? Детальна відповідь ▪ стаття Порядок розроблення та затвердження підзаконних нормативних правових актів про охорону праці ▪ стаття Яйце нізвідки. Секрет фокусу
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page