|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Багатоканальне посилення в УМЗЧ із вкрай глибокої ООС. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Підсилювачі потужності транзисторні Автором запропоновано оригінальну багатоканальну структуру транзисторного УМЗЧ. У цьому підсилювачі досягаються дуже малі спотворення завдяки багатопетльової ООС. Широкосмугова (до 100 МГц) ООС досягнута в основному каналі зниженої потужності з дуже малим часом затримки. Фактично автором розроблено прецизійний швидкодіючий підсилювач. Далеко не в останню чергу підставою для написання статті стали суперечки серед аудіофілів про шкоду ООС та обмеження її застосування, що не припиняються досі. На жаль, поверхневих вражень для звинувачень ООС у некоректності більш ніж достатньо. Зрозуміло, критика щодо глибокої ООС загалом несерйозна; причину негативного результату слід шукати у схемних рішеннях підсилювачів. У приймально-підсилювальних пристроях професійного та військового призначення на частотах до 1 ГГц [1] рекомендується використовувати каскади саме з ООС, які забезпечують максимальний динамічний діапазон та лінійність. Аналогічні рекомендації реалізовані й у аматорській радіоапаратурі [2]. Фундаментальним критерієм лінійності "ідеального" підсилювача є масштабна ідентичність миттєвих значень вхідного та вихідного сигналів. Саме ООС стабілізує коефіцієнт передачі підсилювача за параметрами, зумовленими структурою та видом зворотного зв'язку. Якість стабілізації визначається запасом посилення усередині петлі ООС [3]. Запас посилення - понад 120 дБ у смузі 20 кГц, - порівнянний з динамічним діапазоном пристрою, що дозволяє формувати вихідний сигнал з помилкою менше 0,0001%. Таким чином, використання украй глибокої ООС слід вважати обов'язковим для забезпечення високоякісного посилення широкосмугових сигналів та лінійності транзисторних підсилювачів. На жаль, незважаючи на загальновідомість цих понять, їх часто трактують досить дивним чином або взагалі ігнорують, тому потрібні певні коментарі. Критерії та принципи ООС Багато розробників УМЗЧ звертають увагу на те, що підсилювач ще до охоплення ООС повинен мати високу лінійність. Однак найбільш важливо, щоб УМЗЧ володів високою лінійністю і в області частот, період яких близький до часу проходження сигналу через каскади посилення, що охоплюються ООС. Так як на цих частотах зворотний зв'язок вже не працює, нелінійності та шум провокують виникнення комбінаційних складових у процесі паразитної модуляції в каскадах УМЗЧ. В області частот, де ООС ще діє, можливі неприємні ефекти, коли ефективність зворотний зв'язок за певних умов сильно знижена [4]. Виходить, що сигнал на виході підсилювача дуже нагадує вхідний, проте містить складний клубок паразитних компонент. В результаті такого посилення з'являються фазові мультиплікативні спотворення, аналогічні "джиггеру" у цифрових каналах передачі. Основою високої лінійності слід вважати роботу електронних приладів у малосигнальному [5], близькому до статичного режиму, оскільки зміни їх електричних параметрів під дією сигналу або дестабілізуючого фактора є першопричиною спотворень. Великий рівень сигналу призводить до змін підсилювальних та частотно-часових параметрів каскадів. Час проходження сигналом каскадів підсилювача залежить від багатьох факторів, що призводить до виникнення "джиттероподібних" явищ незалежно від наявності ООС. При цьому для ООС є принципово важливим вкрай малий час затримки сигналу зворотного зв'язку, фактично близьке до часу проходження сигналу по підсилювачу каскадів, бо на цей час сигнал ООС і затримується щодо вхідного сигналу. Чим більший рівень цього сигналу (тобто чим більше посилення) і час затримки сигналу, тим більша паразитна модуляція та спотворення. Відповідно жорсткіші вимоги пред'являються до перевантажувальної здатності каскадів. Перевантаження каскадів блокує стабілізуючі функції ООС. Імовірність перевантаження фактично пов'язана з часом реакції* по петлі ООС (часом між приходом сигналу на вхід підсилювача та його відгуком, що повернувся ланцюгом ООС). Більшість вад УМЗЧ з глибокої ООС пов'язана саме з форсуванням посилення на частотах, період яких близький до часу проходження сигналу через каскади посилення, що охоплюються ООС. Погіршення якості підсилювача прогресує зі збільшенням часу затримки в петлі ООС, ускладнюючи зростання кількості каскадів. Іншими словами, кількість послідовних каскадів посилення при великій глибині загальної ООС дуже обмежена. Слід зазначити, що застосування транзисторних каскадів із загальним емітером (у тому числі диференціальні каскади та генератори струму) дуже негативно впливає як на модуляційні, так і на перевантажувальні характеристики підсилювача. Подібного роду каскади фактично є змішувач, де критерієм лінійності служить його динамічний діапазон. В області допустимих для транзисторів режимів верхня межа динамічного діапазону пропорційна струму через змішувач [2]. Іншими словами, каскади повинні мати великий динамічний діапазон і відповідні режими струмів і напруг для транзисторів, а їх зміни за наявності сигналу - мінімальні. Сам сигнал повинен бути досить "повільним" у порівнянні з швидкодією підсилювальних елементів, тоді менше зміни сигналу за час реакції в петлі ООС і менше спотворення. Гранична частота Fгр підсилювальних приладів має бути якнайбільше частоти одиничного посилення F1 підсилювача. Таким чином, вкрай обмежена кількість каскадів і гранично малий час реакції петлі ООС - принципові умови досягнення лінійності у широкій смузі та великого динамічного діапазону підсилювача. Причому каскади повинні працювати в класі А, і так, щоб за межами робочої смуги їхній коефіцієнт передачі був суттєво менший за одиницю. Іншими словами, за відсутності "горбів" на АЧХ частота замикання Fзам петлі ООС (Fзам - величина, зворотна часу реакції петлі ООС) повинна бути набагато більшою за частоту одиничного посилення (Fзам >> F1), а сигнал на частотах, близьких до Fзам, повинен бути сильно ослабленим. Разом з тим, при вкрай глибокій ООС одночасно повинен забезпечуватися низький рівень проникнення вихідного сигналу на вхід УМЗЧ на частоті замикання петлі ООС. Останній фактор дуже важливий, оскільки саме в УМЗЧ рівень сигналу на виході (напрузі) великий, а ефективність інтермодуляції має залежність, близьку до куба вхідного сигналу [2]. У свою чергу, ланцюг загальної ООС не повинен мати будь-яких додаткових (і паразитних) зв'язків із проміжними каскадами УМЗЧ або з місцевими ланцюгами ООС. Сенс простий: потрібно виключити проникнення попереднього сигналу всередину петлі загальної ООС. Коефіцієнт посилення з включеною ООС має бути мінімальним. Інакше висловлюючись, що менше коефіцієнт посилення, тим відповідно пропорційно більше відношення сигнал/шум+перешкода і пропорційно менше частота одиничного посилення УМЗЧ при фіксованій частоті зрізу петльового посилення. Зауважимо, що збільшення рівня вхідного сигналу та застосування надмалошумних вхідних підсилювачів може призвести до погіршення вхідних перевантажувальних характеристик УМЗЧ. Ланцюги сигнального тракту, а також вхідні та ООС (особливо на ВЧ) повинні бути відносно низькоомними (десятки-сотні ом). І тут слід звернути увагу на те, що зниження опору ланцюга, що управляє транзистором, включеним за схемою із загальним емітером (ОЕ), різко погіршує його перевантажувальні характеристики. Резистори в базових та емітерних ланцюгах транзисторів підсилювальних каскадів значно покращують їх лінійність та перевантажувальні характеристики. Збільшення вхідного опору зменшує вхідний струм і тим самим просто та ефективно знижує посилення на частотах, близьких до Fзам. При цьому дуже бажано включати ці резистори (знижувати посилення) у кожному каскаді посилення [4, 6], але найбільша ефективність досягається при їх включенні саме на вході підсилювача [7]. Аналогічні функції ці резистори виконують і в радіочастотних пристроях [2] (підсилювачі, змішувачі та ін), зменшуючи посилення каскадів на граничній частоті (Fгр = Fзам) застосованих транзисторів і знижуючи їх схильність до самозбудження. Однак тут слід зауважити, що при велику зміну струму бази резистор в ланцюзі бази може створити дуже великий рівень спотворень. Як наслідок, застосовувати резистори в базових ланцюгах слід лише під час роботи транзистора у структурах з дуже глибокою ООС. Пошук компромісу серед таких взаємовиключних вимог, перерахованих вище, найчастіше заняття невдячне. Абсолютне виконання та поєднання їх в одному підсилювачі просто нереально. Реалізувати вкрай глибоку ООС, і навіть зазначені вимоги цілком можливо лише за багатоканальному посиленні, т. е. з урахуванням многоканальных підсилювальних структур (МКУС). Критерії та принципи МКУС Застосування МКУС дозволяє радикально зменшити час затримки сигналу в підсилювачі, тобто забезпечити вкрай малий час реакції петлі ООС. Як наслідок, з'являється можливість різко збільшити частоту замикання петлі ООС (Fзам), забезпечити дуже великий запас посилення - і все це при близькому до граничного шуму. У цьому варіанті підсилювача можна поєднати переваги різних підходів у схемотехніці, що використовують значно різні вузли з різною специфікою і часто з унікальними характеристиками. У таких структурах можливе застосування різних класів посилення (А, В, З і навіть D), схем включення та типів електронних приладів. Варіанти підключення додаткових каналів посилення в цьому випадку засновані на критерії придушення сигналу головного каналу (як на його вході, виході, так і всередині) за допомогою додаткового посилення і передачі у вихідний ланцюг. У випадку процес передачі цього сигналу може здійснюватися іншими підсилювачами. Таким чином, можна створити дуже великий запас посилення всередині петлі ООС і тим самим забезпечити дуже малу помилку в петлі ООС. Бо наслідком ідеального посилення в підсилювачі із загальною ООС є... відсутність сигналу на виході суматора прямого та зворотного (ланцюгом ОС) сигналів. Тут поняття головний (основний) підсилювач (канал) виражає його пріоритет у замиканні петлі ООС при вирішальному вплив формування неспотвореного вихідного сигналу. Основним параметром головного каналу посилення слід вважати його час затримки, який має бути вкрай малим. Специфічними параметрами додаткових каналів посилення можуть бути рівень власних шумів, вихідна потужність та ін. Слід зазначити, що принципи багатоканальної (паралельної) обробки сигналів відомі відносно давно [9], але, на жаль, крім прецизійної вимірювальної апаратури, використовуються рідко і скромно. Особливо у реалізації великого запасу посилення усередині петлі ООС. Разом про те під поняття МКУС підпадає низка схем як УМЗЧ [5, 10]**, і широкосмугових ОУ. Отже, різні підходи у схемотехніці УМЗЧ [3-8] доцільно доповнити логікою паралельної роботи підсилювачів, т. е. МКУС. Слід зазначити, що кількість варіантів побудови підсилювачів на основі МКУС є досить великою, але стосовно УМЗЧ є сенс використовувати структури, які внаслідок дуже великого запасу посилення змусили б бездоганно виконувати свої функції навіть потужний і нерідко низькочастотний вихідний каскад.
Як приклад МКУС розглянемо схему (рис. 1) триканального підсилювача, що інвертує, призначеного для роботи на малопотужне навантаження. Тут ОУ DA1 (відповідно скоригований) - основний канал підсилювача, що задає частоту замикання петлі ООС (Fзам), а підсилювачі DA2 та DA3 утворюють додаткові канали, що діють за критерієм придушення сигналу відповідно на вході та виході DA1. Отже, сигнал, що надійшов через резистори R1, R7 на вхід ОУ DA1, посилюється і через конденсатор С2 надходить на вихід підсилювача. Елементи С1, R2 та R1 утворюють петлю ООС. Додатково сигнал посилюється каналом DA2, а також DA3, з якого проходить на загальний вихід через резистор R11. Таким чином, щодо низькочастотних сигналів посилення всередині петлі ООС суттєво зростає. Дільники сигналу R5R6 і R8R9 забезпечують пріоритет основного каналу (DA1), знижуючи посилення DA2 і DA3 до рівня, при якому додатковий фазовий зсув, що вноситься цими ЗУ, без проблем компенсується основним каналом. Тут слід керуватися правилом: зменшувати (ділити) сигнал слід саме на вході додаткових каналів посилення, що суттєво покращує їх перевантажувальні характеристики. Виняток можуть становити лише підсилювачі, підключені до входу (DA2), через погіршення відношення сигнал/шум. Резистори R4 та R7 покращують вхідні перевантажувальні характеристики. Аналогічні функції, хоча і опосередковано, виконують елементи R3 та R10; вони суттєво зменшують посилення вхідних каскадів ОУ, особливо поблизу Fзам. Тут треба наголосити, що такі резистори усувають цю проблему, оскільки частотна корекція ОУ за стандартною методикою, як правило, не захищає вхідні каскади ОУ від навантаження ВЧ сигналом. За відсутності цих резистори високочастотні продукти спотворень через конденсатор С1 надходять безпосередньо на входи ОУ і перевантажують їх (форсується посилення на частотах, близьких до Fзам). У свою чергу, глибока ООС по ВЧ (через конденсатор С1) створює частоті F1 ОУ DA1 великий спад АЧХ підсилювача. Таким чином, забезпечуються високі перевантажувальні характеристики як по виходу DA1, так і входу DA3, і як наслідок - всього підсилювача в цілому. На звукових частотах сигнал послідовно посилюють три ОУ - DA2, DA1, DA3 (вони можуть бути виконані за технологією МКУС). Застосування ОУ спрощує реалізацію конструкції, хоча можна використовувати як високочастотних, і НВЧ транзисторів. Переходячи до варіанта УМЗЧ, дуже привабливо використовувати потужний підсилювач (далі УНЧ) як DA3, при високому вихідному опорі якого резистор R11 можна було б виключити. Можливе й інше рішення: замість елементів С2 і R11 використовувати ефективніший пристрій узгодження (багатоканальний), тоді УНЧ можна виконати у вигляді окремого блоку! Це дає можливість знизити рівень наведень та перешкод на 20...40 дБ. Що ж до інших вузлів підсилювача, то тут технологічно доцільно застосування гранично широкосмугових (радіочастотних) ОУ, що допускають роботу зі стовідсотковою ООС. Іншими словами, вкрай малий час проходження сигналу і мінімальний фазовий зсув на частоті одиничного посилення - вирішальні параметри при виборі ОУ. Весь спектр аргументів досить складний, і тому вибір ліг на відносно середній широкосмуговий ОУ. Зрозуміло, використання ультрасучасної елементної бази із "захмарними" характеристиками досить ефектно, але за високої ціни недоцільно. Тим часом висока ефективність МКУС зі складанням сигналів на виході підсилювача (з високоякісним пристроєм, що узгоджує) дозволяє застосувати у вихідному каскаді низькочастотного каналу транзистори зі скромними параметрами. Внаслідок відносно низької граничної частоти Fгр потужних біполярних приладів потрібно загострити увагу на суттєвій вимогі, про яку йшлося вище: робота транзисторів поблизу частоти не допускається і, як наслідок цього, посилення УМЗЧ (з включеною ООС) на цій частоті має бути незначним (F1< Fгр). Збільшення частоти зрізу петлі ООС до співвідношення F1> Fгр призводить до того, що вхідний підсилювач (як правило, дуже широкосмуговий) викликає навантаження наступних низькочастотних каскадів УМЗЧ. На основі викладених тут принципів, об'єднаних технологією МКУС, автором розроблено схему щодо простого триканального УМЗЧ, представлену на рис. 2. Його номінальна потужність Pвих 75 Вт під час роботи на навантаження Rн = 4 Ом.
У головному каналі посилення (DA1, VT1) застосований радіочастотний ЗУ AD812. Його частота одиничного посилення F1 = 100 МГц, ЕРС власних шумів Еш = 4 нВ/Гц, а коефіцієнт посилення - близько 40 дБ на частоті 3 МГц, що відповідає частоті Frp потужних транзисторів УНЧ (А1 на рис. 2), що дозволяє ефективно придушувати вихідного каскаду УНЧ. Саме головний канал визначає частоту замикання петлі ООС. . У цій схемі головний канал працює у смузі від звукових частот до частоти Fзам. Специфіка та пріоритет головного каналу полягають у його роботі на частотах, близьких до Fзам, та замиканні петлі ООС. Розглянемо роботу УМЗЧ у смузі частот від F1 = Frp = 3 МГц до Fзам = 250 МГц, використовуючи для аналізу імпульсний сигнал із крутими фронтами. Вхідний сигнал через резистори R1, R2 приходить на сигнальний вхід УМЗЧ (точка А), далі через резистор R9 - на вхід ОУ DAI, VT1, емітер якого є вихід головного каналу (точка В). З виходу головного каналу через елементи С7, С8 і R22 узгоджувального пристрою сигнал проходить на вихід УМЗЧ (точка С), де цей сигнал домінує над сигналом, що прийшов з УНЧ, і далі через ланцюг С2 R3 замикає ланцюг ООС на сигнальний вхід УМЗЧ в точку А. Низькоомний ланцюг ВЧ ООС (елементи C1, С2, R2, R3) забезпечує якісне поділ сигналу цих частотах, у своїй індуктивності L1 і Т1 відокремлюють паразитні (монтажні) ємності. Сигнал, що діє у точці А, додатково посилюється другим (DA2) каналом посилення. Цей додатковий канал посилення включений за критерієм придушення основного сигналу каналу (DA1) на його вході. Для сигналу канал на DA2 є попереднім підсилювачем, він "вимикається" лише на найвищих частотах (вище 10 МГц), де виникає неприпустимий за умовами стійкості набіг по фазі. Посилений ОУ DA2 сигнал через пристрій забезпечення пріоритету DA1 (дільник сигналу R10R11) надходить на вхід DA1, що не інвертує. На звукових частотах на виході DA2 діє дуже низький рівень сигналу, тобто працює практично в статичному режимі. Таким чином, послідовно посилений двома ОУ (DA2, DA1) сигнал приходить на вихід головного каналу посилення (точка). Там сигнал відгалужується через резистор R23 на третій канал посилення - А1 (УНЧ), з виходу якого сигнал звукової та "нульової" частоти через пристрій узгодження (вторинну обмотку трансформатора Т1) приходить на вихід УМЗЧ (точка С). На частотах, де швидкодія УНЧ обмежена, вихідний каскад VT2 з трансформатором Т1 працює за критерієм придушення амплітудної та фазової помилки на виході УНЧ. Застосування індуктивності як Т1 диктується необхідністю виконання двох суперечливих умов: дуже низьким опором пристрою узгодження на звукових частотах і високим на частотах, близьких до Fгр, потужних транзисторів. Тут слід наголосити, що питання коректного узгодження низькоомних ВЧ та НЧ структур дуже важливе внаслідок виникнення різних паразитних резонансів. В даному випадку резонанс виникає в контурі, що складається з конденсатора С7 та індуктивності вторинної обмотки Т1, і тісно пов'язаний із посиленням та фазою на виході УНЧ. Ланцюг С8, R22 знижує частоту і добротність цього контуру. Коливальний контур елементів С9, R27 і індуктивності первинної обмотки трансформатора Т1 знижують їх ще нижче, так як налаштовані на ще більш низьку частоту. Трансформатор слід розглядати як фільтр (ФНЧ) і елемент суматора сигналів на виході УМЗЧ, який пригнічує залишки паразитних резонансних проявів і фазову похибку, використовуючи підсилювальні ресурси головного каналу на DA1. Первинна обмотка Т1 підключена до емітерного повторювача на транзисторі VT2, який при цьому одночасно є стабілізатором струму для VT1 Пріоритет головного каналу (DA1) забезпечується, якщо понижуючий трансформатор. Напруга вторинної обмотки Т1 фактично включається послідовно з напругою, що надходить з виходу УНЧ. Для ефективного придушення спотворень УНЧ трансформатор повинен бути досить широкосмуговим, мати високий ККД (хорошим потоком зчеплення) на частотах порядку Fгр. Живлення радіочастотних мікросхем необхідно від окремого двополярного стабілізатора з напругою ±12,5 Ст. Тепер про УНЧ, схему якого показано на рис. 3. Його вихідний каскад - це потужний симетричний емітерний повторювач, керований генератором струму [8]; схема класична і коментарів не потребує. Включено УНЧ за критерієм придушення сигналу на виході головного каналу. Перед УНЧ включено пристрій створення пріоритету головного каналу (DA1) - дільник із резисторів R23 (див. рис. 2) та R32 (рис. 3). Його завдання – зниження посилення УНЧ на частотах близько Fгр з мінімальною зміною фази, а на більш високих частотах – зменшення посилення до нуля за допомогою С20. Це покращує перевантажувальні характеристики та перешкодозахищеність УНЧ.
Отже, внесок УНЧ у вихідний сигнал УМЗЧ на високих частотах (вище 3 МГц) тричі знижується: внаслідок глибокої ООС (через спад АЧХ на частотах Fгр), дільником R23R32 та С20, а також через високий індуктивний опір обмотки Т1. На частоті близько 15 МГц напруга на виході УНЧ (у точці Е) відстає по фазі від напруги на виході УМЗЧ (у точці З) на 180 °! Конденсатор С25 УНЧ виконує подвійну функцію. Крім створення частотної корекції УНЧ, у каскаді на транзисторах VT6, VT7 він утворює паралельний канал частотах вище 3 МГц. Сигнал з емітера VT3 надходить через конденсатор С25 (обхід VT4 і VT7) на вихідні емітерні повторювачі (з вхідним рівнем УНЧ), зменшуючи час проходження сигналу через УНЧ. Тут слід зазначити на неоднозначну роль ланцюга корекції на випередження у вигляді конденсатора С22. Цей конденсатор зменшує фазовий зсув сигналу на виході УНЧ (на частотах близько 3 МГц), причому знижується рівень сигналу на виході основного каналу (точка В). Але конденсатор С22 форсує посилення на частотах вище Fгр, що погіршує перевантажувальні характеристики каналу та збільшує його спотворення. Тому застосування С22 виправдано лише за використання недостатньо високочастотних транзисторів (серії КТ818, КТ819); в інших випадках ланцюг R34, С22 слід виключити. Таким чином сигнал на виході УМЗЧ (точка С) фактично є збірним. Сигнали у смузі робочих частот проходять вихід з УНЧ через вторинну обмотку Т1. а компенсаційний сигнал для придушення спотворень УНЧ на високих частотах через транзистори VT1, VT2 і трансформатор Т1. Послідовне посилення всіх каналів (DA2, DA1, УНЧ) на частоті 20 кГц досягає 160 дБ. що знижує помилку при введеній ООС до значення менше 0,0001%. Трохи цієї помилки (рівень сигналу в точці А) можна наочно оцінити після її посилення радіочастотним ОУ DA2 (у точці D), використовуючи відому читачам журналу методику І. Т. Акулінічева [3]. Але з величезного запасу посилення всередині петлі ООС величина помилки дуже мала (менше 1 мВ) і вона практично лінійна. Однак тут потрібно звернути увагу на рівень наведень та паразитних зв'язків у сигнальних ланцюгах, у тому числі через загальні проводи. Наприклад, струм у ланцюзі ООС (через елементи C1, С2, R2 - R5) на частоті 20 кГц створює падіння напруги на дроті ОПЗ лише на рівні кількох мікровольт стосовно прецизійної ланцюга ОП1. Ця наведення на ОПЗ лінійна і не становить будь-якої небезпеки. Але незважаючи на мізерність, посилене у тисячі разів наведення помітно збільшує рівень сигналу на виході ОУ DA2. Для коректного спостереження величини помилки в ланцюзі ООС слід застосувати один загальний провід всім каскадів, замкнувши ОП1-ОП4 на ОП5, і додатковий підсилювач на 20...40 дБ. Осцилограми синусоїдального сигналу частотою 20 кГц наведено на рис. 4 під час роботи УМЗЧ з вихідною потужністю Рвых= 75 Вт; зверху вниз: вихід DA2 (точка D) за ціною розподілу 1 мВ, вихід DA1 (точка В) - за ціною розподілу 0,5 В. Високочастотні перешкоди на вході підсилювача послаблюються фільтром R1C1, причому його конденсатор також входить у ланцюг ООС на ВЧ (R2/R3 = С2/С1). Низькоомний ланцюг ООС радикально знижує вплив ВЧ наведень та паразитних ємностей. Резистори R7 та R9 ефективно підвищують перевантажувальну здатність радіочастотних ОУ, суттєво знижуючи на ВЧ посилення їх вхідних каскадів. Сукупність перерахованих заходів ґрунтовно знижує внутрішньопетльове посилення на близьких до частотах, виключаючи посилення УНЧ на граничній частоті потужних транзисторів, що забезпечує високі перевантажувальні характеристики. На частотах нижче 200 кГц посилення визначається відношенням (R3+R4+R5)/(R1+R2) =10. Транзистори VT8, VT9 стабілізують струм спокою вихідного каскаду [3] за критерієм стабілізації зміщення напруги на базах вихідних транзисторів. При струмовому перевантаженні транзистори VT5 і VT20-VT22 блокують УНЧ (VT10-VT19) на вісім тактів генератора, виконаного на елементах DD1 1-DD1 3 (тобто приблизно 30 мс).
Контроль та налаштування УМЗЧ слід здійснювати у смузі 100 МГц. Для цього доцільно збільшити частоту зрізу петлі ООС, зменшивши вдвічі опір резисторів R1 і R4+R5. Після, відключивши DA2 (для цього достатньо відпаяти один з висновків R10), в точці контролюють монотонний спад його АЧХ на частотах вище 1 МГц. При необхідності знижують посилення основного каналу DA1, збільшуючи опір R9 Далі подають на вхід імпульсний сигнал "меандр" з частотою 250 кГц при розмаху напруги 0,5 В. Більший рівень сигналу подавати немає сенсу, оскільки вихідна потужність УМЗЧ на частотах вище 250 кГц пов'язана з потужністю вихідного каскаду основного каналу посилення (VT1, VT2). При цьому найбільш інформативним слід вважати попередній сигнал з виходу DA1 (точка), який, по суті, є багаторазово посиленим сигналом помилки петлі стеження ООС. Сигнал у точці повинен мати імпульсний характер з формою, близькою до експоненті. При коректному налаштуванні імпульси мають бути відносно короткими, їх фронти – крутими, а спади – пологими та плавними. На їх осцилограмах у жодному разі не повинно спостерігатися будь-яких резонансів чи зламів. Імпульсні сигнали у різних точках УМЗЧ, виміряні при подвоєній частоті зрізу, показані на осцилограмах рис. 5 при роботі на резистивне навантаження опором 4 Ом - на осцилограмах рис. 6; під час роботи на реактивне навантаження (конденсатор ємністю 1 мкФ) - на осцилограмах рис. 7. Відповідно зверху вниз: вихід DA2 (точка D) при ціні розподілу 0,2 В, вихід DA1 (точка В) при ціні розподілу 2 В, вихід УМЗЧ (точка С) та вихід УНЧ (точка Е) при ціні розподілу 5 В Швидкість розгортки для цих осцилограм - 1 мкс наділення
При необхідності в першу чергу регулюють посилення та корекцію УНЧ (елементи R35, R34, С22, С25), коефіцієнт ослаблення сигналу пристрою пріоритету (R23, R32, С20, С21) і після цього налаштовують узгоджувальний пристрій (С7, С8 та R22, С9 та R27, Т1), виключаючи коливальний процес встановлення сигналу на виході DA1 (точка). Далі підключають і підбирають резистор R10 за критерієм мінімуму амплітуди імпульсів на виході DA2 за високої лінійності (плавності) останніх. Після цього вибирають номінал на 10...20 % більше і впаюють на плату. Регулюють струм спокою вихідного каскаду УНЧ на рівні близько 100 мА підбором резистора R48 струм спрацювання блокування УНЧ (8 А) – R63, а струм спокою транзистора VT1 (200 мА) – R25 відповідно. І, нарешті, перевіряють роботу УМЗЧ на відсутність збудження УНЧ при перевантаженні великим вхідним сигналом у смузі 30...300 кГц. Порушення УНЧ свідчить про його дуже низькі швидкісні та перевантажувальні властивості, про велике посилення на F^, про надмірно високу частоту зрізу петлі ООС або недостатній пріоритет основного каналу, що можливо при зміні компонентів. Після настроювання відновлюють частоту зрізу петлі ООС. Конструкція і деталі Саме головний канал визначає час затримки петлі стеження ООС, посилення на високих частотах і, як наслідок, ефективність придушення різноманітних паразитних резонансів та спотворень. Таким чином, найбільш жорсткі вимоги пред'являються до DA1: він повинен бути радіочастотним, тобто коректно працювати при великому рівні сигналу ВЧ і при штатному навантаженні 50 Ом. Високі вимоги пред'являються і до транзистора VT1, що також вносить тимчасову затримку. Тому він повинен бути високочастотним (наприклад, із серій КТ922, КТ925), а його струм є достатнім для роботи з ОУ DA1. З огляду на невеликого струму VT1 (200 мА) імпеданс навантаження УМЗЧ на частотах вище 1 МГц повинен бути більшим, причому наявність фільтра (дроселя L1) обов'язково. Інше призначення L1 - перешкодити прохід високочастотних коливань від АС на вихід УМЗЧ (точку С) і далі в ланцюг ООС. Через дуже високу частоту замикання петлі ООС фізична довжина основного каналу посилення та ланцюга ООС на ВЧ повинна бути мінімальна, а реалізація - з урахуванням вимог до ВЧ пристроїв. Вимоги до ОУ DA2 менш жорсткі, але слід підкреслити, що саме ОУ DA2 є попереднім підсилювачем, що визначає рівень шуму, перешкод, прецизійність роботи ООС і. як наслідок, він повинен працювати у "тепличних" умовах. Умови такі: наявність щодо високоомного резистора у вхідному ланцюзі (R7), що виключає перевантаження ОУ на частотах, близьких до частоти Fзам; робота вихідного каскаду ОУ у малосигнальному режимі класу А; наявність окремого джерела живлення або RC-фільтрів у ланцюгах живлення для зниження перешкод. У конструкції важлива наявність окремих загальних проводів: сигнального ОП1 та ланцюга живлення ОП2. "Питання про "землі" дуже важливий, бо сигнал у каскадах підсилювача визначається по відношенню до загального проводу [8]. Наведення НЧ перешкоди на сигнальну частину або сигнальний загальний дріт фактично ідентична. ОП1) і обов'язково виконані окремими проводами.Екранувати слід і каскад на ОУ DA4 Резистори R5-R2 забезпечують більш короткий шлях замикання струмів ВЧ в обхід загальної точки замикання всіх ВП на корпус УМЗЧ. Високі вимоги пред'являються до якості конденсатора С2, так як до нього додана вся вихідна напруга УНЧ. Тому він повинен мати низьку абсорбцію і номінальну напругу не нижче 250 В (з недефіцитних - КСВ, СГМ); конденсатор С1 бажано використовувати ті ж групи. Резистори вхідного ланцюга та ООС (R1-R5) - МЛТ або ОМЛТ. Конденсатори С7-С9 у узгоджувальному пристрої – К73-17 або керамічні з малим ТКЕ. Слід звернути увагу, що для виключення збудження транзистори VT8, VT9 повинні бути розташовані в безпосередній близькості від VT6, VT7 і VT10-VT13. При збудженні підсилювача рекомендується вдвічі збільшити опори резисторів R47-R49 і R51, R53 або застосувати зсув, аналогічний використаному [4]. Інших вимог до елементної бази УНЧ немає, тому можлива його реалізація на основі інших схем. Однак слід віддати перевагу більш досконалій (тобто широкосмугової та багатоканальної!) схемотехніці та елементній базі, ні в якому разі не форсувати посилення за рахунок його перевантажувальних характеристик. Вихідну потужність УМЗЧ можна збільшити без зміни схеми до 120 Вт, застосувавши в каскаді VT14-VTT9 транзистори КТ8101, КТ8102 і збільшивши струм колектора VT1 до 250 мА. Як сказано вище, УНЧ може бути віддалений від основного каналу УМЗЧ на відстань до 40 см (при зазначених номіналах компонентів). У автора при макетному виконанні довжина дротів від резистора R23 та від трансформатора Т1 до УНЧ дорівнює 30 см. І навпаки, довжина провідників від емітера VT1 до R23 та від елементів С7, R22 до трансформатора Т1 має бути мінімальною. Котушки LI, L2 намотані на каркасі діаметром 12 мм і містять по 11 витків дроту ПЕВ діаметром 1 мм. Трансформатор Т1 намотаний на такому ж каркасі. Первинна обмотка містить 30 витків ПЕВ 0,3, вторинна – 15 ПЕВ 1 мм. Первинну обмотку доцільно намотати подвійним проводом поверх вторинної між витками. Ще краще намотати трансформатор джгутом з 10-12 проводів ПЕВ 0,3...0.4 мм, причому два з них, з'єднані послідовно, утворюють первинну обмотку (30 витків), а інші проводи, включені паралельно, - вторинну обмотку (15 витків) . Зрозуміло, що високоякісний УМЗЧ повинен мати індикацію перевантаження підсилювача по струму та напруги, пристрої стабілізації "нуля" на виході УМЗЧ, компенсації опору проводів, захисту АС [4, 8]. На закінчення автор висловить подяку А. Сітак (RK9UC) за допомогу, надану під час підготовки даної статті. література
Автор: О.Литаврін, м. Березовський Кемеровської обл.
Штучна шкіра для емуляції дотиків
15.04.2024 Котячий унітаз Petgugu Global
15.04.2024 Привабливість дбайливих чоловіків
14.04.2024
▪ TCA9554 – розширювач цифрових портів для шини I2C ▪ Серотонін не впливає на розвиток депресії ▪ Виміряно час без використання годинника
▪ розділ сайту Довідкові матеріали. Добірка статей ▪ стаття Лор-захворювання. Шпаргалка ▪ стаття Ятеориза пальчаста. Легенди, вирощування, способи застосування ▪ стаття Автономний охоронний пристрій на ІЧ променях. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Кишеньковий стереопідсилювач. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page