|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese
ЕНЦИКЛОПЕДІЯ РАДІОЕЛЕКТРОНІКИ ТА ЕЛЕКТРОТЕХНІКИ Імпульсні знижувальні стабілізатори. Довідкові дані
Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки / Довідкові матеріали У пропонованій увазі читачів статті описані два імпульсні знижувальні стабілізатори: на дискретних елементах і на спеціалізованій мікросхемі. Перший пристрій розроблено для живлення автомобільної апаратури напругою 12 ось 24-вольтної бортової мережі вантажних автомобілів та автобусів. Другий пристрій – основа для лабораторного джерела живлення. Імпульсні стабілізатори напруги (знижувальні, що підвищують та інвертують) займають особливе місце в історії розвитку силової електроніки. Ще недавно кожне джерело живлення з вихідною потужністю більше 50 Вт мав у своєму складі знижувальний імпульсний стабілізатор. Сьогодні сфера застосування подібних пристроїв скоротилася у зв'язку з здешевленням джерел живлення з безтрансформаторним входом. Проте застосування імпульсних знижувальних стабілізаторів у ряді випадків виявляється економічно вигіднішим, ніж будь-яких інших перетворювачів постійної напруги. Функціональна схема понижуючого імпульсного стабілізатора показано на рис. 1, а часові діаграми, що пояснюють його роботу в режимі безперервного струму дроселя L - на рис. 2. Під час tвкл електронний комутатор S замкнутий і струм протікає по контуру: плюсовий вивід конденсатора Свх, резистивний датчик струму Rдт, накопичувальний дросель L, конденсатор Сви, навантаження, мінусовий вивід конденсатора Свх. На цьому етапі струм дроселя lL дорівнює струму електронного комутатора S і практично збільшується лінійно від lLmin до lLmax.
По сигналу неузгодженості від вузла порівняння або сигналу навантаження від датчика струму або по їх поєднанню генератор переводить електронний комутатор S в розімкнений стан. Оскільки струм через дросель L миттєво змінитись не може, то під дією ЕРС самоіндукції відкриється діод VD і струм lL потече по контуру: катод діода VD, дросель L, конденсатор СВИХ, навантаження, анод діода VD. Під час tlKл, коли електронний комутатор S розімкнуто, струм дроселя lL збігається зі струмом діода VD і лінійно зменшується від llmax до ll min. За період Т конденсатор Свих отримує і віддає збільшення заряду ΔQсвих. відповідне заштрихованої області на часовій діаграмі струму lL [1]. Це збільшення і визначає розмах напруги пульсацій ΔU-свих на конденсаторі свих і на навантаженні. Під час замикання електронного комутатора діод закривається. Цей процес супроводжується різким збільшенням струму комутатора до значення Ismax через те, що опір ланцюга - датчик струму, замкнутий комутатор, діод, що відновлюється, - дуже мало. Для зменшення динамічних втрат слід застосовувати діоди з малим часом зворотного відновлення. Крім того, діоди знижувальних стабілізаторів повинні витримувати великий зворотний струм. З відновленням властивостей діода, що закривають, починається наступний період перетворення. Якщо імпульсний понижувальний стабілізатор працює при малому струмі навантаження, можливий його перехід у режим переривчастого струму дроселя. В цьому випадку струм дроселя на момент замикання комутатора припиняється і його збільшення починається від нуля. Режим переривчастого струму небажаний при струмі навантаження, близькому до номінального, оскільки в цьому випадку виникають підвищені пульсації вихідної напруги. Найбільш оптимальна ситуація, коли стабілізатор працює в режимі безперервного струму дроселя при максимальному навантаженні і в режимі переривчастого струму, коли зменшується навантаження до 10 ... 20% від номінальної. Вихідна напруга регулюють зміною відношення часу замкнутого стану комутатора до періоду проходження імпульсів. При цьому залежно від схемотехніки можливі різні варіанти реалізації способу управління. У пристроях з релейним регулюванням перехід від увімкненого стану комутатора до вимкненого визначає вузол порівняння. Коли вихідна напруга більша за задану, комутатор вимкнений, і навпаки. Якщо зафіксувати період проходження імпульсів, то вихідну напругу можна регулювати зміною тривалості включеного стану комутатора. Іноді використовують методи, при яких фіксують або час замкнутого або час розімкнутого стану комутатора. У будь-якому із способів регулювання необхідно обмежувати струм дроселя на етапі замкнутого стану комутатора для захисту від навантаження по виходу. Для цього застосовують резистивний датчик або імпульсний трансформатор струму. Вибір основних елементів імпульсного понижуючого стабілізатора та розрахунок їх режимів проведемо на конкретному прикладі. Усі співвідношення, які при цьому використовуються, отримані на основі аналізу функціональної схеми та тимчасових діаграм, а за основу взято методику [1]. Нехай необхідно розрахувати імпульсний знижувальний стабілізатор з такими параметрами: UBX = 18 ... 32, Ulx = 12B, Iвых = 5А. 1. На основі порівняння вихідних параметрів та граничних допустимих значень струму та напруги ряду потужних транзисторів та діодів попередньо вибираємо біполярний складовий транзистор КТ853Г (електронний комутатор S) та діод КД2997В (VD) [2, 3]. 2. Розрахуємо мінімальний та максимальний коефіцієнти заповнення: γmin=tі min /Tmin=(UBиX+Uпр)/(UBX max+Usвкл - URдТ+Uпр)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmах = tі max /Tmax = (UBx+Uпрp)/(UBx min - Usbкл -URдт+Uпp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, де Uпp = 0,8 - пряме падіння напруги на діоді VD, отримане з прямої гілки ВАХ для струму, рівного IВиХ в найгіршому випадку; Usbкл = 2 - напруга насичення транзистора КТ853Г, що виконує функцію комутатора S, при коефіцієнті передачі струму в режимі насичення h21е = 250; URдТ = 0,3 - падіння напруги на датчику струму при номінальному струмі навантаження. 3. Вибираємо максимальну та мінімальну частоту перетворення. Цей пункт виконується, якщо період проходження імпульсів не постійний. Вибираємо спосіб керування з фіксованою тривалістю розімкнутого стану електронного комутатора. У цьому виконується умова: t=( 1 - γmax)/fmin = ( 1 -γmin)/fmax=const. Оскільки комутатор виконаний на транзисторі КТ853Г, який має погані динамічні характеристики, максимальну частоту перетворення виберемо порівняно низькою: fmax=25 кГц. Тоді мінімальну частоту перетворення можна визначити як fmin = fmax (1 - γmax) / (1 - γmin) = 25 · 103] (1 - 0,78) / (1-0,42) = 9,48 кГц. 4. Обчислимо потужність втрат на комутаторі. Статичні втрати визначаються чинним значенням струму, що протікає через комутатор. Оскільки форма струму - трапеція, то Is = Iвих Динамічні втрати на комутаторі Рsдин·0,5fmax·UBX max(lsmax·tф+α·llx·tcn), де Ismax - амплітуда струму комутатора, обумовлена зворотним відновленням діода VD. Прийнявши lSmax=2lBиX, отримуємо Рsдин = 0, 5fmax · UBX max · Iвих (2tф + α∙ tcn) = 0,5 · 25 · 103 · 32 · 5 (2 · 0,78-10-6 +1,25-2-10-6) =8,12 Вт, де tф=0,78·10-6 з - тривалість фронту імпульсу струму через комутатор, tcn=2·10-6 з - тривалість спаду. Загальні втрати на комутаторі становлять: Рs = Рscтат + Рsдін = 6,54 +8,12 = 14,66 Вт. Якби переважаючими на комутаторі були статичні втрати, розрахунок слід проводити для мінімальної вхідної напруги, коли струм дроселя максимальний. У випадку, коли важко прогнозувати переважний вид втрат, їх визначають як при мінімальній, так і при максимальній вхідній напрузі. 5. Розраховуємо потужність втрат на діоді. Оскільки форма струму через діод - також трапеція, його чинне значення визначимо як Статичні втрати на діоді PvDcTaT=lvD·Uпр=3,84-0,8=3,07 Вт. Динамічні втрати діода обумовлені в основному втратами при зворотному відновленні: РVDдин=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBix·Uвх max ·toв·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 Вт, де tOB=0,2-1C-6 з - час зворотного відновлення діода. Сумарні втрати на діоді становитимуть: PVD=PМDcтaт+PVDдин=3,07+0,8=3,87 Вт. 6. Вибираємо тепловідведення. Основна характеристика тепловідведення - його тепловий опір, який визначається як відношення між різницею температур навколишнього середовища і поверхні тепловідведення до потужності, що розсіюється ним: Rг=ΔТ/Ррас. У нашому випадку слід закріпити комутуючий транзистор і діод на одному тепловідводі через ізолюючі прокладки. Щоб не враховувати тепловий опір прокладок і не ускладнювати розрахунок, температуру поверхні вибираємо низькою приблизно 70°С. Тоді при температурі навколишнього середовища 40°CΔT=70-40=30°С. Тепловий опір тепловідведення для нашого випадку Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°С/Вт. Тепловий опір при природному охолодженні наводять, як правило, довідкових даних на тепловідведення. Для зменшення габаритів та маси пристрою можна застосувати примусове охолодження за допомогою вентилятора. 7. Розрахуємо параметри дроселя. Обчислимо індуктивність дроселя: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBих)γmin /[2Iвыx·fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12)·0,42/[2·5· 25 · 103 (1,25-1)] = 118,94 мкГн. Як матеріал магнітопроводу вибираємо пресований Мо-пермаллою МП 140 [4]. Змінна складова магнітного поля в магнітопроводі в нашому випадку така, що втрати на гістерезис не є фактором, що обмежує. Тому максимальну індукцію можна вибрати на лінійній ділянці кривої намагнічування поблизу точки перегину. Робота на криволінійній ділянці небажана, оскільки при цьому магнітна проникність матеріалу буде меншою, ніж початкова. Це, своєю чергою, спричинить зменшення індуктивності зі збільшенням струму дроселя. Вибираємо максимальну індукцію Вm рівною 0,5 Тл і обчислюємо об'єм магнітопроводу: Vp=μμ0·L(αIвыx)2/Bm2=140·4π·10-7·118,94· 10-6(1,25-5)20,52, 3,27 = 3 см140, де μ = 140 - початкова магнітна проникність матеріалу МП0; μ4=10π·7-XNUMX Гн/м - магнітна постійна. За обчисленим обсягом вибираємо магнітопровід. Через конструктивні особливості магнітопровід з пермалою МП140 виконують, як правило, на двох складених кільцях. У нашому випадку підходять кільця КП24х13х7. Площа поперечного перерізу магнітопроводу Sc=20,352 =0,7 см2, а середня довжина магнітної лінії λс=5,48 см. Об'єм обраного магнітопроводу складає: VC=SC·λс=0,7·5,48=3,86 cm3>Vp . Розраховуємо кількість витків: Діаметр дроту з ізоляцією визначимо виходячи з того, що обмотка повинна вкластися в один шар, виток до витка по внутрішньому колу магнітопроводу: dиз=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42 мм, де dK=13 мм – внутрішній діаметр магнітопроводу; к3=0,8 - коефіцієнт заповнення вікна магнітопроводу обмоткою. Вибираємо провід ПЕТВ-2 діаметром 1,32 мм. Перед тим як намотувати провід, магнітопровід слід ізолювати плівкою ПЕТ-Е товщиною 20 мкм та шириною 6...7 мм в один шар. 8. Обчислимо ємність вихідного конденсатора: CBыx=(UBX max-UsBкл - URдт) ·γmin/[8·ΔUCBix·L·fmax2]=(32-2-0,3)·0,42/ [8·0,01 ·118,94-·10-6(25·103)2]=1250 мкФ, де ΔUСвыx=0,01 В - розмах пульсацій на вихідному конденсаторі. Наведена формула не враховує впливу внутрішнього послідовного опору конденсатора на пульсації. З урахуванням цього, а також допуску 20% на ємність оксидних конденсаторів вибираємо два конденсатори К50-35 на номінальну напругу 40 ємністю 1000 мкФ кожен. Вибір конденсаторів із підвищеною номінальною напругою пов'язаний з тим, що зі збільшенням цього параметра у конденсаторів зменшується послідовний опір. Схема, розроблена відповідно до отриманих під час розрахунку результатів, показана на рис. 3.
Розглянемо роботу стабілізатора докладніше. Під час відкритого стану електронного комутатора – транзистора VT5 – на резисторі R14 (датчик струму) формується пилкоподібна напруга. Коли воно досягне певного значення, відкриється транзистор VT3, який у свою чергу відкриє транзистор VT2 і розрядить конденсатор C3. При цьому закриються транзистори VT1 та VT5, а також відкриється комутуючий діод VD3. Раніше відкриті транзистори VT3 і VT2 закриються, але транзистор VT1 не відкриється, поки напруга на конденсаторі C3 не досягне порогового рівня, що відповідає напруги його відкривання. Таким чином, буде сформовано часовий інтервал, протягом якого комутуючий транзистор VT5 буде закритий (приблизно 30 мкс). Після закінчення цього інтервалу відкриються транзистори VT1 та VT5 і процес повториться знову. Резистор R10 і конденсатор С4 утворюють фільтр, що пригнічує сплеск напруги на базі транзистора VT3 через зворотне відновлення діода VD3. Для кремнієвого транзистора VT3 напруга база-емітер, при якому він переходить в активний режим становить близько 0,6 В. У цьому випадку на датчику струму R14 розсіюється відносно велика потужність. Щоб зменшити напругу на датчику струму, при якому відкривається транзистор VT3, на його базу надходить постійне зміщення близько 0,2 по ланцюгу VD2R7R8R10. На базу транзистора VT4 подається напруга, пропорційна напрузі виходу, з дільника, верхнє плече якого утворюють резистори R15, R12, а нижнє - резистор R13. Ланцюг HL1R9 формує зразкову напругу, що дорівнює сумі прямого падіння напруги на світлодіоді та емітерному переході транзистора VT4. У нашому випадку зразкова напруга становить 2,2 В. Сигнал неузгодженості дорівнює різниці між напругою на базі транзистора VT4 і зразковим. Вихідна напруга стабілізується завдяки підсумовування посиленого транзистором VT4 сигналу неузгодженості з напругою на базі транзистора VT3. Припустимо, що напруга на виході збільшилася. Тоді напруга на базі транзистора VT4 побільшає зразкового. Транзистор VT4 відкриється і зрушить напругу на базі транзистора VT3 так, що він теж почне відкриватися. Отже, транзистор VT3 відкриється при меншому рівні пилкоподібної напруги на резисторі R14, що призведе до скорочення інтервалу часу, при якому транзистор, що комутує, буде відкритий. Вихідна напруга при цьому знижуватиметься. Якщо вихідна напруга зменшиться, процес регулювання буде аналогічним, але відбувається у зворотному порядку і призводить до збільшення часу відкритого стану комутатора. Оскільки струм резистора R14 бере участь безпосередньо у формуванні часу відкритого стану транзистора VT5, то тут, крім звичайного зворотного зв'язку по вихідній напругі, є зворотний зв'язок по струму. Це дозволяє стабілізувати вихідну напругу без навантаження та забезпечити швидку реакцію на стрибкоподібну зміну струму на виході пристрою. У разі замикання навантаження або перевантаження стабілізатор переходить в режим обмеження струму. Напруга на виході починає зменшуватися при струмі 5,5...6 А, а струм замикання приблизно дорівнює 8 А. У цих режимах час відкритого стану комутувального транзистора скорочується до мінімуму, що зменшує потужність, що розсіюється на ньому. При неправильній роботі стабілізатора, викликаної відмовою одного з елементів (наприклад, пробоєм VT5 транзистора), на виході зростає напруга. В цьому випадку навантаження може вийти з ладу. Для запобігання аварійним ситуаціям перетворювач забезпечений вузлом захисту, який складається з тріністора VS1, стабілітрону VD1, резистора R1 і конденсатора С1. Коли вихідна напруга перевищить напругу стабілізації стабілітрона VD1, через неї починає протікати струм, який включає триністор VS1. Його включення призводить до зменшення практично до нуля вихідної напруги та перегорання запобіжника FU1. Пристрій призначений для живлення 12-вольтної аудіоапаратури, розрахованої в основному на легковий автотранспорт, від бортової мережі вантажних автомобілів та автобусів напругою 24 В. Через те, що вхідна напруга в цьому випадку має низький рівень пульсацій, у конденсатора С2 порівняно невелика ємність. Вона недостатня при живленні стабілізатора безпосередньо від мережевого трансформатора з випрямлячем. У цьому випадку випрямляч слід забезпечити конденсатором ємністю не менше 2200 мкФ на відповідну напругу. Трансформатор повинен мати габаритну потужність 80...100 Вт. У стабілізаторі застосовано оксидні конденсатори К50-35 (С2, С5, С6). Конденсатор C3 - плівковий К73-9, К73-17 і т. д. відповідних розмірів, С4 - керамічний з малою власною індуктивністю, наприклад, К10-176. Усі резистори, крім R14, - С2-23 відповідної потужності. Резистор R14 виконаний із відрізка довжиною 60 мм константанового дроту ПЕК 0,8 з погонним опором приблизно 1 Ом/м. Креслення друкованої плати, виконаної з однобічно фольгованого склотекстоліту, показано на рис. 4.
Діод VD3, транзистор VD5 і триністор VS1 прикріплені до тепловідведення через ізолюючу теплопровідну прокладку за допомогою пластикових втулок. На цьому тепловідводі закріплена і плата. Зовнішній вигляд зібраного пристрою показано на рис. 5.
Сьогодні розробка імпульсних стабілізаторів значно спростилася. Стали доступні (у тому числі і за ціною) інтегральні мікросхеми, що включають всі необхідні вузли. Крім того, виробники напівпровідникових приладів стали супроводжувати свої вироби великою кількістю інформації щодо застосування, що містить типові схеми включення, які задовольняють споживача в переважній більшості випадків. Це практично виключає з розробки етапи попередніх розрахунків та макетування. Приклад тому – мікросхема КР1155ЕУ2 [5]. В її склад входять комутатор, датчик струму, джерело зразкової напруги (5,1 ±2%), вузол управління триністором для захисту від перевищення напруги на навантаженні, вузол плавного запуску, вузол скидання для зовнішніх пристроїв, вузол для дистанційного вимкнення, вузол захисту мікросхеми від перегріву Розглянемо лабораторне джерело живлення, розроблене на основі КР1155ЕУ2. Технічні характеристики
Схема пристрою наведено на рис. 6. Вона мало відрізняється від стандартної схеми включення, причому позиційні позначення елементів збігаються. Тут реалізований спосіб управління з фіксованим періодом проходження імпульсів, тобто широтноімпульсне управління.
Конденсатор С1 – вхідний фільтр. Він має більшу, ніж зазначено в типовій схемі включення, ємність, що зумовлено порівняно великим споживаним струмом. Резистори R1 і R2 керують рівнем захисту струму. Максимальному сумарному опору відповідає максимальний струм спрацьовування захисту, а мінімальному опору - мінімальний струм. За допомогою конденсатора С4 здійснюється плавний запуск стабілізатора. Крім того, його ємність визначає період перезапуску при перевищенні порога захисту струму. Резистор R5 та конденсатори С5, С6 - елементи частотної компенсації внутрішнього підсилювача помилки. Конденсатор C3 та резистор R3 визначають несучу частоту широтно-імпульсного перетворювача. Конденсатор С2 задає час між різким зменшенням вихідної напруги (викликаної зовнішніми причинами, наприклад, короткочасним перевантаженням по виходу) і переходом сигналу RESO (висновок 14 DA1) у стан, що відповідає нормальній роботі, коли транзистор, включений між виводами RESO та GND усередині мікросхеми, закривається . Резистор R6 забезпечує навантаження відкритого колектора цього транзистора. Якщо планується використовувати сигнал RESO з прив'язкою його до напруги, відмінному від вихідної напруги стабілізатора, резистор R6 не встановлюють, а навантаження відкритого колектора підключають всередині приймача сигналу RESO. Резистор R4 забезпечує нульовий потенціал на вході INHI (висновок 6 DA1), що відповідає нормальній роботі мікросхеми. Стабілізатор можна вимкнути зовнішнім сигналом високого рівня ТТЛ. Застосування діода КД636АС (його сумарний допустимий струм значно перевищує необхідний у цьому стабілізаторі) дозволяє збільшити ККД на 3...5% при незначному подорожчанні пристрою. Це призводить до зниження температури тепловідведення і, отже, зменшення його габаритів і маси. Резистори R7 і R8 служать регулювання вихідного напруги. Коли двигун резистора R7 знаходиться в нижньому за схемою положенні, напруга на виході мінімальна і дорівнює зразковому напрузі мікросхеми DA1, відповідно, коли у верхньому - вихідна напруга максимально. Триністор VS1 відкривається сигналом СВО (висновок 15 DA1), якщо напруга на вході CBI (висновок 1 DA1) перевищує внутрішню зразкову мікросхему DA1 приблизно на 20%. Так здійснюється захист навантаження від перевищення напруги на виході. Всі оксидні конденсатори – К50-35, крім С1 – К50-53. Конденсатор С6 - керамічний К10-176, інші плівкові (К73-9, К73-17 тощо). Усі постійні резистори - С2-23. Змінні резистори R2 та R7 - СПЗ-4аМ потужністю 0,25 Вт. Їх встановлюють на платі за допомогою кронштейнів. Дросель L1 намотують на двох складених кільцевих магнітопроводах К20х 12x6,5 з пермалою МП140. Обмотка містить 42 витки дроту ПЕТВ-2 1,12, намотаних у два шари: перший - 27-28 витків, другий - інші. Стабілізатор зібраний на платі із однобічно фольгованого склотекстоліту. Креслення плати показано на рис. 7.
Мікросхему, діод та триністор закріплюють на одному тепловідводі. При цьому мікросхему в більшості випадків можна не ізолювати поверхні тепловідведення, оскільки її фланець з'єднаний з висновком 8 (GND). Діод та триністор необхідно ізолювати. Тепловідведення вибирають з розрахунку потужності, що розсіюється, приблизно 15...20 Вт і перегріву 30°С. Зменшити габарити та масу тепловідведення можна, застосовуючи вентилятор (якщо це можливо). Слід приділити особливу увагу мережному трансформатору та випрямлячу. Трансформатор розраховують на вихідну потужність не менше 150 Вт і вихідну напругу холостого ходу приблизно 33 В. При максимальному навантаженні допустиме зменшення вихідної напруги не більше ніж на 1,5 відносно напруги холостого ходу. Випрямляч вибирають на струм З...3,5 А при сумарному падінні напруги на його діодах не більше 2 В. Випрямляч (у разі монолітного виконання) або окремі діоди можна закріпити на тому тепловідводі, що і стабілізатор. Хорошою альтернативою мережевому трансформатору та випрямлячу може бути імпульсний перетворювач. Аналізуючи два розглянуті пристрої, можна побачити їх відмінності. Очевидно, що перший стабілізатор дешевший за другий. Більш того, шляхи подальшого здешевлення першого дуже очевидні (заміна діода КД2997В на КД213В при незначному погіршенні ККД і дорогого пермаплоєвого дешевим феритовим магнітопроводом). У другому пристрої КД213В (як, втім, і КД2997В) вже не підійде через інерційність, а заміна магнітопроводу не призведе до помітного зменшення вартості. Деталі для першого стабілізатора можна знайти в робочому столі будь-якого радіоаматора, чого не скажеш про другий. Однак перший пристрій потребує підвищених витрат часу на етапі проектування. Крім цього, воно має більше елементів при менших функціональних можливостях. література
Автор: Ю.Семенов, м.Ростов-на-Дону
Машина для проріджування квітів у садах
02.05.2024 Удосконалений мікроскоп інфрачервоного діапазону
02.05.2024 Пастка для комах
01.05.2024
▪ Гормон щастя може викликати депресію ▪ Жінки починають старіти раніше за чоловіків ▪ Запущено найдовшу лінію захищеного квантового зв'язку ▪ Тепловий слід відкриє пін-код смарфону ▪ Фотогальванічний модуль із ефективністю перетворення 23,8%
▪ розділ сайту Регулятори тембру, гучності. Добірка статей ▪ стаття Вибираємо камін. Поради домашньому майстру ▪ стаття Просо африканське. Легенди, вирощування, способи застосування ▪ стаття Принципи побудови потужних світлодіодів. Енциклопедія радіоелектроніки та електротехніки ▪ стаття Чарівна паличка-кондитер. Секрет фокусу
Головна сторінка | Бібліотека | Статті | Карта сайту | Відгуки про сайт
www.diagram.com.ua |
де α=lLmax /llx=1,25 - відношення максимального струму дроселя до вихідного струму. Коефіцієнт вибирають в межах 1,2... 1,6. Статичні втрати комутатора PScтaт=lsUSBKn=3,27-2=6,54 Вт.
Приймаємо число витків рівним 23.
Дивіться інші статті розділу 
Останні новини науки та техніки, новинки електроніки:
All languages of this page